張銀娟,王永科
(1.許昌學院,河南許昌 461000;2.許昌電氣職業(yè)學院,河南許昌 461000)
可再生能源包括風能、太陽能和地熱能等,其中,太陽能光伏發(fā)電(PV)具有可獲得性強、維護費用較低等優(yōu)點而備受關(guān)注[1]。光伏逆變器用于將PV產(chǎn)生的直流電轉(zhuǎn)換為交流電送入電網(wǎng)。通常,在光伏逆變器和電網(wǎng)之間須串聯(lián)工頻變壓器提供電流隔離。而工頻變壓器會導致系統(tǒng)體積增大,效率降低[2]。此外,在光伏板和地之間存在寄生電容,寄生電容的電壓在逆變器的整個運行過程中產(chǎn)生泄漏電流[3]。泄漏電流流經(jīng)光伏板、逆變器饋入電網(wǎng),這將導致并網(wǎng)電流畸變,增加功率器件的導通損耗,并會出現(xiàn)安全問題。因此,必須減小或消除該電流[4]。
近幾年來,有研究者在PV系統(tǒng)中使用無變壓器逆變器拓撲解決上述問題。無變壓器逆變器結(jié)構(gòu)主要有兩種類型,分別為多級串聯(lián)結(jié)構(gòu)和兩級結(jié)構(gòu)。在多級串聯(lián)結(jié)構(gòu)中,當光伏板受照射不一致時,會顯著降低輸出功率,此外,任何一個光伏串發(fā)生故障都會導致系統(tǒng)停機。兩級結(jié)構(gòu)的逆變器存在控制困難、效率低、成本高等問題。文獻[5],[6]介紹了基于Z源逆變器的拓撲結(jié)構(gòu),該逆變器拓撲可以提高逆變器的輸出電壓,卻不能有效抑制泄漏電流。文獻[7]~[9]引入H5橋逆變器拓撲,通過在傳統(tǒng)全橋逆變器中加入一個輔助開關(guān),抑制泄漏電流。文獻[10]對H5橋逆變器進行改進,形成H6橋逆變器拓撲,進一步抑制了泄漏電流。但是,H5橋和H6橋逆變器不具有升壓能力,并且控制策略較為復雜。文獻[11]研究了單極性脈寬調(diào)制和雙極性脈寬調(diào)制技術(shù)對泄漏電流的影響,證明了在相同的逆變器結(jié)構(gòu)下,采用雙極性脈寬調(diào)制可以顯著降低共模電流,但會產(chǎn)生較大的電磁噪聲、總諧波失真(THD)和開關(guān)損耗。文獻[12]~[15]提出了一種新型無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)來消除泄漏電流。
本文提出了一種新型單級升壓式無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu),其具有高輸出電壓增益,電網(wǎng)中性點與輸入負極共地,可有效抑制泄漏電流。與無變壓器逆變器拓撲相比,功率元件數(shù)量更少,從而降低了成本并最大限度地提高了效率。本文所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)簡單、易于控制。
圖1給出了本文所提出的單級升壓式無變壓器逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。該逆變器拓撲由6個功率開關(guān)(S1~S6)、兩個功率二極管(D1,D2)、兩個直流電容(C1,C2)、一個耦合電感Lm和一個濾波電感Lg組成。通過調(diào)節(jié)耦合電感匝數(shù)比n來提高逆變器的輸出電壓,本文所提逆變器可用于從低壓光伏板向電網(wǎng)饋電。
圖1 所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 The proposed inverter topology
在逆變器拓撲的6個功率開關(guān)中,S1和S3始終工作在高頻(開關(guān)頻率)狀態(tài);S2,S6始終工作在工頻狀態(tài);S4在正半周期常關(guān),在負半周期以開關(guān)頻率工作;S5在負半周期常關(guān),在正半周期以開關(guān)頻率工作。
表1給出了該拓撲的各種開關(guān)狀態(tài),其中,1表示導通,0表示關(guān)斷。從表中可以看出,在任意工作模態(tài)下,最多有3個開關(guān)導通,只有兩個開關(guān)工作在高頻狀態(tài)。因此,本文所提逆變器拓撲具有較低的導通和開關(guān)損耗。
表1 所提逆變器開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switch state table of the proposed inverter
如圖2所示,單級升壓式無變壓器逆變器有4種工作模態(tài)(模態(tài)1~模態(tài)4),在正半周期內(nèi)逆變器只工作在模態(tài)1和模態(tài)2,在負半周期內(nèi)逆變器只工作在模態(tài)3和模態(tài)4。與各模態(tài)相對應的開關(guān)狀態(tài)見表1。為了便于對所提逆變器進行分析,本文做出以下假設(shè):所有元件均為理想器件;開關(guān)頻率遠大于電網(wǎng)頻率。因此在每一個開關(guān)周期內(nèi)電容兩端電壓恒定。
圖2 所提逆變器的工作模態(tài)Fig.2 The operation modes of the proposed inverter
模態(tài)1:逆變器的S1,S2和S5導通。Lm一次側(cè)繞組通過S1從光伏板吸收能量進行儲能;C1和C2通過S2,S5向負載或電網(wǎng)供電,部分能量儲存在Lg中。此時S3,S4,S6承受的最大電壓應力為
式中:VC1為C1上的電壓;vg為電網(wǎng)電壓。
模態(tài)2:Lm和Lg續(xù)流。存儲在Lm中的能量分別通過一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組傳輸?shù)紺1,C2中。Lm的一次側(cè)繞組通過S2,S3和D1對C1充電,二次側(cè)繞組通過D2對C2充電。存儲在Lg中的能量通過S2,S6和電網(wǎng)續(xù)流。此時S1,S5承受的最大電壓應力為
式中:VC2為C2上的電壓。
模態(tài)3:逆變器的S1,S4和S6導通。Lm一次側(cè)繞組通過S1從光伏板吸收能量進行儲能;C1和C2通過S4,S6向負載或電網(wǎng)供電。此時S2承受的最大電壓應力為
模態(tài)4:該模態(tài)的能量流動路徑與模態(tài)2相同,唯一區(qū)別在于模態(tài)4存在于負半周期內(nèi),電網(wǎng)電流與模態(tài)2中的電網(wǎng)電流方向相反,此處不再贅述。
由輸入光伏電源、Lm的一次側(cè)繞組、功率開關(guān)(S1,S2,S3)、D1和C1構(gòu)成傳統(tǒng)的boost變換器,可得到C1上的電壓和輸入電壓之間的關(guān)系如下:
圖3給出了所提逆變器的調(diào)制策略。
圖3 所提逆變器的調(diào)制策略Fig.3 The modulation strategy of the proposed inverter
如圖3所示,正弦調(diào)制波Vref與兩個同向?qū)盈B載波(Vcarrier1和Vcarrier2)進行比較,產(chǎn)生脈沖波形(G1~G6)。通過對獲得的G1~G6進行適當?shù)倪壿嬤\算,即可產(chǎn)生S1~S6的脈沖驅(qū)動信號,如圖4所示。
圖4 脈沖驅(qū)動信號生成原理Fig.4 Generation principle of pulse driving signal
具體邏輯運算關(guān)系為
根據(jù)圖3、圖4和式(6)可以確定,S1,S3始終在高頻狀態(tài)下工作,S2,S6工作在工頻狀態(tài)下,S4和S5只在一個半周內(nèi)工作在高頻狀態(tài)下,另一半周常開/常關(guān)。
圖5給出了所提逆變器的電流控制策略框圖。圖中包括輸入電壓VPV、輸入電流iin、電網(wǎng)電壓vg和并網(wǎng)電流ig的采樣,以及鎖相環(huán)(PLL)單元、最大功率點跟蹤(MPPT)控制器。該電流控制策略的主要目標是從光伏板中提取最大可用光伏功率,并將其饋送到電網(wǎng)。
圖5 所提逆變器電流控制框圖Fig.5 Current control block diagram of the proposed inverter
雙繞組耦合電感的設(shè)計須考慮互感Lm的臨界值LmC。如果Lm>LmC,所提逆變器將在連續(xù)導通模式(CCM)下工作。LmC計算式為
通常,電容都是根據(jù)變換器的工作狀態(tài)進行充電或放電,在一個充放電周期內(nèi)電容電荷的變化可通過以下表達式計算:
式中:ΔQ為電荷變化量;C為電容值;ΔVC為電容上的紋波電壓;IC為平均電流;ΔTS為充放電周期。
C基本上取決于逆變器的Po和ΔVC。通常計算時,ΔVC約為5%,所需的電容值計算式為
將本文所提逆變器與現(xiàn)有的幾種無變壓器逆變器拓撲進行了比較,結(jié)果如表2所示。
表2 比較分析Table 2 Comparative analysis
相較于文獻[7],[10],[12],本文所提拓撲通過多單元整合的方式大大降低了器件冗余度,在輸入端沒有使用儲能電容,僅使用電感濾波,減小了電路尺寸,提高了系統(tǒng)的可靠性。此外,文獻[7],[10]無法提供高電壓增益,輸入電壓高,開關(guān)電壓應力大,增大了系統(tǒng)損耗。文獻[12]中的無變壓器逆變器拓撲也可以通過使用較少的功率開關(guān)提供高電壓增益,但它需要3個直流電容,并且容量較大,增大了電路成本。相較于文獻[14],本文采用同向?qū)盈B載波法調(diào)制策略,無須處理復雜的邏輯信號,減少邏輯門數(shù)量,降低了控制復雜度,電路穩(wěn)定性高。
本文搭建了一臺功率為120 W的單級升壓式無變壓器逆變器實驗樣機,驗證所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。具體實驗電路參數(shù)如表3所示。
表3 實驗電路參數(shù)Table 3 Experimental circuit parameters
為驗證MPPT算法的有效性,圖6給出了所提逆變器在最大功率點處運行時iin,VPV的波形。如圖所示,VPV為恒定直流,大小為60 V,iin是包絡為正弦的脈沖電流,峰值電流為6 A。輸入功率的有效值恒定,與理論分析一致。
圖6 輸入電壓、電流波形圖Fig.6 Waveform of input voltage and current
圖7給出了C1,C2兩端的VC1,VC2的波形。如圖所示,由于電容不斷地充放電,電容兩端電壓為脈動直流,VC1平均值為115 V,峰峰值為5 V,VC2平均值為350 V,峰峰值為10 V。符合理論分析。
圖7 電容電壓波形圖Fig.7 Voltage waveform of capacitors
圖8(a)為所提逆變器單位功率因數(shù)PF=1運行時ig和vg的波形。由圖可知,vg峰值為311 V,ig峰值為0.8 A,ig的THD<5%,符合并網(wǎng)要求。為了檢驗所提逆變器產(chǎn)生無功功率的能力,在PF=0.85運行時對其進行了測試,輸出波形如圖8(b)所示。可以看出,電流滯后電壓大約30°,ig峰值為1.2 A,證明了電流控制算法的有效性。
圖8 并網(wǎng)電壓、電流波形圖Fig.8 Waveform of grid voltage and current
為了測試所提逆變器的動態(tài)響應性能,將逆變器的輸出功率從額定功率突然跳變至1/2額定功率,圖9給出了在切換瞬間逆變器的輸出電壓和電流動態(tài)響應波形圖。從圖中可以看出,逆變器輸出電壓保持穩(wěn)定,輸出電流減小一倍,逆變器動態(tài)調(diào)節(jié)時間在5 ms以內(nèi)。證明了所提MPPT控制器和電流控制器具有良好的動態(tài)響應性能,符合實驗預期。
圖9 逆變器動態(tài)響應波形圖Fig.9 Dynamic response waveform of inverter
圖10為本文所提逆變器與參考文獻[7],[10],[12]中的逆變器在不同輸出功率工況下的效率對比分析曲線。從圖中可以看出,本文所提逆變器在額定功率下效率達到95%以上,表明使用較少功率元件就可以降低系統(tǒng)損耗。
圖10 效率比較Fig.10 Efficiency comparison
本文提出了一種新型單級升壓式無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。該拓撲將基于耦合電感的高電壓增益變換器與傳統(tǒng)兩電平逆變器集成在一起,使其具有高電壓增益。此外,由于電網(wǎng)中性點直接連接到光伏板的負極,該逆變器不存在共模電壓,從而完全消除了泄漏電流。最后搭建了一臺120 W的實驗樣機,實驗結(jié)果驗證了所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)的可行性和控制策略的有效性。