張銀娟，王永科

（1.許昌學院，河南許昌 461000；2.許昌電氣職業(yè)學院，河南許昌 461000）

0 引言

可再生能源包括風能、太陽能和地熱能等，其中，太陽能光伏發(fā)電（PV）具有可獲得性強、維護費用較低等優(yōu)點而備受關(guān)注[1]。光伏逆變器用于將PV產(chǎn)生的直流電轉(zhuǎn)換為交流電送入電網(wǎng)。通常，在光伏逆變器和電網(wǎng)之間須串聯(lián)工頻變壓器提供電流隔離。而工頻變壓器會導致系統(tǒng)體積增大，效率降低[2]。此外，在光伏板和地之間存在寄生電容，寄生電容的電壓在逆變器的整個運行過程中產(chǎn)生泄漏電流[3]。泄漏電流流經(jīng)光伏板、逆變器饋入電網(wǎng)，這將導致并網(wǎng)電流畸變，增加功率器件的導通損耗，并會出現(xiàn)安全問題。因此，必須減小或消除該電流[4]。

近幾年來，有研究者在PV系統(tǒng)中使用無變壓器逆變器拓撲解決上述問題。無變壓器逆變器結(jié)構(gòu)主要有兩種類型，分別為多級串聯(lián)結(jié)構(gòu)和兩級結(jié)構(gòu)。在多級串聯(lián)結(jié)構(gòu)中，當光伏板受照射不一致時，會顯著降低輸出功率，此外，任何一個光伏串發(fā)生故障都會導致系統(tǒng)停機。兩級結(jié)構(gòu)的逆變器存在控制困難、效率低、成本高等問題。文獻[5]，[6]介紹了基于Z源逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)，該逆變器拓撲可以提高逆變器的輸出電壓，卻不能有效抑制泄漏電流。文獻[7]～[9]引入H5橋逆變器拓撲，通過在傳統(tǒng)全橋逆變器中加入一個輔助開關(guān)，抑制泄漏電流。文獻[10]對H5橋逆變器進行改進，形成H6橋逆變器拓撲，進一步抑制了泄漏電流。但是，H5橋和H6橋逆變器不具有升壓能力，并且控制策略較為復雜。文獻[11]研究了單極性脈寬調(diào)制和雙極性脈寬調(diào)制技術(shù)對泄漏電流的影響，證明了在相同的逆變器結(jié)構(gòu)下，采用雙極性脈寬調(diào)制可以顯著降低共模電流，但會產(chǎn)生較大的電磁噪聲、總諧波失真（THD）和開關(guān)損耗。文獻[12]～[15]提出了一種新型無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)來消除泄漏電流。

本文提出了一種新型單級升壓式無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)，其具有高輸出電壓增益，電網(wǎng)中性點與輸入負極共地，可有效抑制泄漏電流。與無變壓器逆變器拓撲相比，功率元件數(shù)量更少，從而降低了成本并最大限度地提高了效率。本文所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)簡單、易于控制。

1 單級升壓式無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)

圖1給出了本文所提出的單級升壓式無變壓器逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)。該逆變器拓撲由6個功率開關(guān)（S1～S6）、兩個功率二極管（D1，D2）、兩個直流電容（C1，C2）、一個耦合電感Lm和一個濾波電感Lg組成。通過調(diào)節(jié)耦合電感匝數(shù)比n來提高逆變器的輸出電壓，本文所提逆變器可用于從低壓光伏板向電網(wǎng)饋電。

圖1 所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 The proposed inverter topology

在逆變器拓撲的6個功率開關(guān)中，S1和S3始終工作在高頻（開關(guān)頻率）狀態(tài)；S2，S6始終工作在工頻狀態(tài)；S4在正半周期常關(guān)，在負半周期以開關(guān)頻率工作；S5在負半周期常關(guān)，在正半周期以開關(guān)頻率工作。

表1給出了該拓撲的各種開關(guān)狀態(tài)，其中，1表示導通，0表示關(guān)斷。從表中可以看出，在任意工作模態(tài)下，最多有3個開關(guān)導通，只有兩個開關(guān)工作在高頻狀態(tài)。因此，本文所提逆變器拓撲具有較低的導通和開關(guān)損耗。

表1 所提逆變器開關(guān)狀態(tài)Table 1 Switch state table of the proposed inverter

2 單級升壓式無變壓器逆變器的工作原理

2.1 模態(tài)分析

如圖2所示，單級升壓式無變壓器逆變器有4種工作模態(tài)（模態(tài)1～模態(tài)4），在正半周期內(nèi)逆變器只工作在模態(tài)1和模態(tài)2，在負半周期內(nèi)逆變器只工作在模態(tài)3和模態(tài)4。與各模態(tài)相對應的開關(guān)狀態(tài)見表1。為了便于對所提逆變器進行分析，本文做出以下假設(shè):所有元件均為理想器件；開關(guān)頻率遠大于電網(wǎng)頻率。因此在每一個開關(guān)周期內(nèi)電容兩端電壓恒定。

圖2 所提逆變器的工作模態(tài)Fig.2 The operation modes of the proposed inverter

模態(tài)1:逆變器的S1，S2和S5導通。Lm一次側(cè)繞組通過S1從光伏板吸收能量進行儲能；C1和C2通過S2，S5向負載或電網(wǎng)供電，部分能量儲存在Lg中。此時S3，S4，S6承受的最大電壓應力為

式中:VC1為C1上的電壓；vg為電網(wǎng)電壓。

模態(tài)2:Lm和Lg續(xù)流。存儲在Lm中的能量分別通過一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組傳輸?shù)紺1，C2中。Lm的一次側(cè)繞組通過S2，S3和D1對C1充電，二次側(cè)繞組通過D2對C2充電。存儲在Lg中的能量通過S2，S6和電網(wǎng)續(xù)流。此時S1，S5承受的最大電壓應力為

式中:VC2為C2上的電壓。

模態(tài)3:逆變器的S1，S4和S6導通。Lm一次側(cè)繞組通過S1從光伏板吸收能量進行儲能；C1和C2通過S4，S6向負載或電網(wǎng)供電。此時S2承受的最大電壓應力為

模態(tài)4:該模態(tài)的能量流動路徑與模態(tài)2相同，唯一區(qū)別在于模態(tài)4存在于負半周期內(nèi)，電網(wǎng)電流與模態(tài)2中的電網(wǎng)電流方向相反，此處不再贅述。

2.2 單級升壓式無變壓器逆變器的理想電壓增益

由輸入光伏電源、Lm的一次側(cè)繞組、功率開關(guān)（S1，S2，S3）、D1和C1構(gòu)成傳統(tǒng)的boost變換器，可得到C1上的電壓和輸入電壓之間的關(guān)系如下:

2.3 單級升壓式無變壓器逆變器的調(diào)制策略

圖3給出了所提逆變器的調(diào)制策略。

圖3 所提逆變器的調(diào)制策略Fig.3 The modulation strategy of the proposed inverter

如圖3所示，正弦調(diào)制波Vref與兩個同向?qū)盈B載波（Vcarrier1和Vcarrier2）進行比較，產(chǎn)生脈沖波形（G1～G6）。通過對獲得的G1～G6進行適當?shù)倪壿嬤\算，即可產(chǎn)生S1～S6的脈沖驅(qū)動信號，如圖4所示。

圖4 脈沖驅(qū)動信號生成原理Fig.4 Generation principle of pulse driving signal

具體邏輯運算關(guān)系為

根據(jù)圖3、圖4和式（6）可以確定，S1，S3始終在高頻狀態(tài)下工作，S2，S6工作在工頻狀態(tài)下，S4和S5只在一個半周內(nèi)工作在高頻狀態(tài)下，另一半周常開/常關(guān)。

2.4 單級升壓式無變壓器逆變器的電流控制策略

圖5給出了所提逆變器的電流控制策略框圖。圖中包括輸入電壓VPV、輸入電流iin、電網(wǎng)電壓vg和并網(wǎng)電流ig的采樣，以及鎖相環(huán)（PLL）單元、最大功率點跟蹤（MPPT）控制器。該電流控制策略的主要目標是從光伏板中提取最大可用光伏功率，并將其饋送到電網(wǎng)。

圖5 所提逆變器電流控制框圖Fig.5 Current control block diagram of the proposed inverter

3 所提逆變器的參數(shù)設(shè)計與比較分析

3.1 雙繞組耦合電感的設(shè)計

雙繞組耦合電感的設(shè)計須考慮互感Lm的臨界值LmC。如果Lm＞LmC，所提逆變器將在連續(xù)導通模式（CCM）下工作。LmC計算式為

3.2 直流電容器C1，C2的設(shè)計

通常，電容都是根據(jù)變換器的工作狀態(tài)進行充電或放電，在一個充放電周期內(nèi)電容電荷的變化可通過以下表達式計算:

式中:ΔQ為電荷變化量；C為電容值；ΔVC為電容上的紋波電壓；IC為平均電流；ΔTS為充放電周期。

C基本上取決于逆變器的Po和ΔVC。通常計算時，ΔVC約為5%，所需的電容值計算式為

3.3 比較分析

將本文所提逆變器與現(xiàn)有的幾種無變壓器逆變器拓撲進行了比較，結(jié)果如表2所示。

表2 比較分析Table 2 Comparative analysis

相較于文獻[7]，[10]，[12]，本文所提拓撲通過多單元整合的方式大大降低了器件冗余度，在輸入端沒有使用儲能電容，僅使用電感濾波，減小了電路尺寸，提高了系統(tǒng)的可靠性。此外，文獻[7]，[10]無法提供高電壓增益，輸入電壓高，開關(guān)電壓應力大，增大了系統(tǒng)損耗。文獻[12]中的無變壓器逆變器拓撲也可以通過使用較少的功率開關(guān)提供高電壓增益，但它需要3個直流電容，并且容量較大，增大了電路成本。相較于文獻[14]，本文采用同向?qū)盈B載波法調(diào)制策略，無須處理復雜的邏輯信號，減少邏輯門數(shù)量，降低了控制復雜度，電路穩(wěn)定性高。

4 實驗驗證

本文搭建了一臺功率為120 W的單級升壓式無變壓器逆變器實驗樣機，驗證所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。具體實驗電路參數(shù)如表3所示。

表3 實驗電路參數(shù)Table 3 Experimental circuit parameters

為驗證MPPT算法的有效性，圖6給出了所提逆變器在最大功率點處運行時iin，VPV的波形。如圖所示，VPV為恒定直流，大小為60 V，iin是包絡為正弦的脈沖電流，峰值電流為6 A。輸入功率的有效值恒定，與理論分析一致。

圖6 輸入電壓、電流波形圖Fig.6 Waveform of input voltage and current

圖7給出了C1，C2兩端的VC1，VC2的波形。如圖所示，由于電容不斷地充放電，電容兩端電壓為脈動直流，VC1平均值為115 V，峰峰值為5 V，VC2平均值為350 V，峰峰值為10 V。符合理論分析。

圖7 電容電壓波形圖Fig.7 Voltage waveform of capacitors

圖8（a）為所提逆變器單位功率因數(shù)PF=1運行時ig和vg的波形。由圖可知，vg峰值為311 V，ig峰值為0.8 A，ig的THD＜5%，符合并網(wǎng)要求。為了檢驗所提逆變器產(chǎn)生無功功率的能力，在PF=0.85運行時對其進行了測試，輸出波形如圖8（b）所示。可以看出，電流滯后電壓大約30°，ig峰值為1.2 A，證明了電流控制算法的有效性。

圖8 并網(wǎng)電壓、電流波形圖Fig.8 Waveform of grid voltage and current

為了測試所提逆變器的動態(tài)響應性能，將逆變器的輸出功率從額定功率突然跳變至1/2額定功率，圖9給出了在切換瞬間逆變器的輸出電壓和電流動態(tài)響應波形圖。從圖中可以看出，逆變器輸出電壓保持穩(wěn)定，輸出電流減小一倍，逆變器動態(tài)調(diào)節(jié)時間在5 ms以內(nèi)。證明了所提MPPT控制器和電流控制器具有良好的動態(tài)響應性能，符合實驗預期。

圖9 逆變器動態(tài)響應波形圖Fig.9 Dynamic response waveform of inverter

圖10為本文所提逆變器與參考文獻[7]，[10]，[12]中的逆變器在不同輸出功率工況下的效率對比分析曲線。從圖中可以看出，本文所提逆變器在額定功率下效率達到95%以上，表明使用較少功率元件就可以降低系統(tǒng)損耗。

圖10 效率比較Fig.10 Efficiency comparison

5 結(jié)論

本文提出了一種新型單級升壓式無變壓器逆變器拓撲結(jié)構(gòu)。該拓撲將基于耦合電感的高電壓增益變換器與傳統(tǒng)兩電平逆變器集成在一起，使其具有高電壓增益。此外，由于電網(wǎng)中性點直接連接到光伏板的負極，該逆變器不存在共模電壓，從而完全消除了泄漏電流。最后搭建了一臺120 W的實驗樣機，實驗結(jié)果驗證了所提逆變器拓撲結(jié)構(gòu)的可行性和控制策略的有效性。