傅世強(qiáng),劉 璐,房少軍

(大連海事大學(xué) 信息科學(xué)技術(shù)學(xué)院,遼寧 大連 116026)

微帶天線因具有體積小、質(zhì)量輕、成本低、易集成、結(jié)構(gòu)牢固和工藝簡單等優(yōu)點(diǎn)[1]得到了廣泛研究,而圓極化微帶天線更是具備抗法拉第旋轉(zhuǎn)效應(yīng)和抗多徑反射能力,同時因?qū)O化不敏感具有很好的移動性,被大量應(yīng)用于衛(wèi)星通信、衛(wèi)星定位、射頻識別(Radio Frequency Identification,RFID)和無線能量傳輸系統(tǒng)等多個領(lǐng)域。

微帶天線實(shí)現(xiàn)圓極化工作的方法主要包括單饋電法和多饋電法。傳統(tǒng)單饋微帶天線通過幾何微擾形成圓極化,帶寬較窄。為此,諸多學(xué)者對帶寬展寬技術(shù)進(jìn)行了研究,比如在單層貼片四周附加寄生貼片并結(jié)合電容耦合單饋電技術(shù)共同展寬阻抗帶寬[2],通過貼片上切割縫隙并改進(jìn)L 型地板結(jié)構(gòu)增加圓極化帶寬[3],采用疊層貼片方式改善阻抗匹配和軸比性能[4-5]等。單饋電法實(shí)現(xiàn)圓極化主要靠模式分離,因此圓極化性能對幾何尺寸較敏感。采用多饋電法可以顯著改善微帶天線的圓極化性能。文獻(xiàn)[6-7]均采用雙饋電技術(shù),利用一分二T 型功分饋電網(wǎng)絡(luò)激勵天線實(shí)現(xiàn)圓極化,但雙饋電的不對稱性勢必會使天線輻射方向圖不對稱。文獻(xiàn)[8-9]則提出了一種增加方向圖對稱性的三饋電圓極化微帶天線,由于120°相位差的微帶線饋網(wǎng)帶寬較窄,從而導(dǎo)致天線的軸比帶寬無法實(shí)現(xiàn)很寬;文獻(xiàn)[10]采用四饋電技術(shù)在帶寬展寬、輻射方向圖對稱上均取得了較好的效果,但存在Wilkinson 饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)復(fù)雜、尺寸大等問題。而文獻(xiàn)[11-12]簡化了饋電網(wǎng)絡(luò),均使用順序旋轉(zhuǎn)四饋電的一分四90°功分移相網(wǎng)絡(luò),通過探針給天線饋電,實(shí)現(xiàn)了覆蓋超高頻RFID 全球通用頻段,但饋電網(wǎng)絡(luò)與天線需要獨(dú)立設(shè)計(jì),且探針饋電加工麻煩。

通過調(diào)研發(fā)現(xiàn),順序旋轉(zhuǎn)四饋電網(wǎng)絡(luò)一般用于陣列天線設(shè)計(jì)[13-15],尚未在其他文章中出現(xiàn)過四饋電網(wǎng)絡(luò)與激勵貼片共面的單元天線結(jié)構(gòu)。所以綜合考慮工藝復(fù)雜性和天線性能,本文提出了一款應(yīng)用于超高頻RFID 頻段讀寫器終端的貼片和饋網(wǎng)一體化設(shè)計(jì)的圓極化微帶天線。該天線綜合采用多項(xiàng)技術(shù)來提高阻抗匹配和改善輻射性能:利用疊層貼片雙峰諧振展寬阻抗帶寬,并在激勵貼片中心開圓孔以進(jìn)一步調(diào)諧天線的阻抗特性;將地板四周折疊,在縮小尺寸的同時減小后向輻射、增加前向增益;通過一分四順序旋轉(zhuǎn)等功分270°移相網(wǎng)絡(luò)對天線共面饋電形成右旋圓極化。對該天線進(jìn)行了軟件仿真優(yōu)化和實(shí)物加工測試,取得了較好的實(shí)驗(yàn)結(jié)果,驗(yàn)證了方案的可行性。

1 天線結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

1.1 單元天線設(shè)計(jì)

天線主要由激勵貼片、寄生貼片、折疊地板和饋電網(wǎng)絡(luò)組成,結(jié)構(gòu)如圖1 所示。下層激勵貼片邊長為L1,蝕刻在相對介電常數(shù)εr為2.65、厚度H1為1.5 mm 的F4B 微波材料板上;上層寄生貼片邊長為L2,采用空氣介質(zhì)并用尼龍柱做支撐,空氣層厚度為H2。兩正方形貼片堆疊,形成雙峰諧振,展寬阻抗帶寬,同時激勵貼片中心開半徑為r1的圓形孔,進(jìn)一步輔助調(diào)諧天線的阻抗特性。天線地板采用四周折疊結(jié)構(gòu),折疊高度為H3,在不犧牲增益的前提下可減小地板橫向尺寸G。為了實(shí)現(xiàn)饋網(wǎng)與激勵貼片共面設(shè)計(jì),傳統(tǒng)順序旋轉(zhuǎn)90°相移線的網(wǎng)絡(luò)無法與激勵貼片集成,根據(jù)半波長重復(fù)理論改進(jìn)為270°線長則可滿足設(shè)計(jì)要求,最終實(shí)現(xiàn)右旋圓極化。

圖1 天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of antenna structure

根據(jù)疊層微帶天線計(jì)算公式(1)～(4)估算貼片初始尺寸L1和L2,以此調(diào)諧天線阻抗。

式中:hei、εei分別為介質(zhì)層有效厚度和等效介電常數(shù);c為自由空間中的光速;fi為雙層貼片對應(yīng)的諧振頻率,i=1,2。

激勵貼片邊長L1主要調(diào)諧低頻阻抗,寄生貼片邊長L2調(diào)諧高頻阻抗,二者形成雙峰諧振;空氣層厚度H2調(diào)諧兩層貼片的耦合使雙峰均衡并靠近,形成寬阻抗帶寬。為了保證阻抗虛部平坦,進(jìn)一步調(diào)諧阻抗的實(shí)部,此時在激勵貼片中心挖掉一個半徑r1的圓孔,通過增加r1尺寸并配合微調(diào)L1、L2、H2以增加實(shí)部阻抗的大小,如圖2 所示。傳統(tǒng)天線在地板不夠大的情況下,向下輻射的大量電磁波沒有被地板反射,導(dǎo)致天線前后比較差,此時采用折疊地板結(jié)構(gòu)進(jìn)行改善。折疊地板高度H3主要影響天線的前后比,仿真與分析發(fā)現(xiàn)H3比寄生貼片高約5 mm,結(jié)果較好,此時前后比為14 dB。若達(dá)到相同前后比的條件下,傳統(tǒng)地板的橫向尺寸G是折疊地板結(jié)構(gòu)的1.36 倍,因此折疊地板結(jié)構(gòu)更緊湊。

圖2 有無圓孔結(jié)構(gòu)的各端口無源輸入阻抗曲線Fig.2 The passive input impedance curves of each port with or without round hole structure

1.2 饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

四饋電同時激勵時,受端口之間的互耦影響,各端口的有源輸入阻抗與無源輸入阻抗不同?？紤]到實(shí)際情況,四個端口同時激勵應(yīng)參考有源阻抗進(jìn)行后續(xù)饋電網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì),此時仿真得到端口有源阻抗值100 Ω。順序旋轉(zhuǎn)饋電網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)如圖3 所示,輸入端口1 阻抗為系統(tǒng)阻抗50 Ω,根據(jù)傳輸線阻抗匹配理論,按照一分四的功率分配設(shè)計(jì)各段傳輸線阻抗,能量依次經(jīng)過270°傳輸線被平均分配到端口2～5 四個輸出端口。各輸出端口等功率輸出,相位依次滯后270°,即0°,-270°,-540°,-810°。根據(jù)相位周期性變化的特性,將相位依次轉(zhuǎn)換為0°,+90°,+180°,+270°,激勵天線產(chǎn)生右旋圓極化波。

圖3 順序旋轉(zhuǎn)四饋電等功分270°移相網(wǎng)絡(luò)Fig.3 Sequentially rotating quad-feed network of equal power-dividing and 270° phase-shifting

分析發(fā)現(xiàn)饋電網(wǎng)絡(luò)高、低阻抗差別較大,則帶來線的粗細(xì)分布不均,為此進(jìn)行改進(jìn)。將每段270°微帶線轉(zhuǎn)換為三段90°微帶線,阻抗33.3 Ω 微帶線變換成57.7,100,57.7 Ω 的三段90°微帶線,如圖4 所示,同樣,阻抗50 Ω 微帶線變換為70.7,100,70.7 Ω 的三段90°微帶線。經(jīng)仿真驗(yàn)證,雖然變換后的三段式網(wǎng)絡(luò)阻抗帶寬較一段270°網(wǎng)絡(luò)的阻抗帶寬略窄,網(wǎng)絡(luò)變換前后對天線工作帶寬影響可忽略,但是三段式網(wǎng)絡(luò)的線寬布局更合理。

圖4 三段式阻抗變換結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Schematic diagram of three-stage impedance transformation

圖5 給出了網(wǎng)絡(luò)各輸出端口幅度和相位差的仿真結(jié)果。在840～960 MHz 頻段內(nèi)四個端口的輸出幅度平坦且均在-6 dB,實(shí)現(xiàn)了輸入功率四等分,同時該頻段內(nèi)S11<-25 dB,表明網(wǎng)絡(luò)輸入阻抗匹配良好;915 MHz 中心頻率處相鄰輸出端口相位依次相差90°。

圖5 饋電網(wǎng)絡(luò)各端口幅度和相位差仿真曲線。(a)幅度;(b)相位Fig.5 The simulated results of amplitude and phase difference of each port in the feed network.(a) Amplitude;(b) Phase

2 天線仿真與實(shí)測

將天線與網(wǎng)絡(luò)集成后,采用三維電磁場仿真軟件HFSS 進(jìn)行天線的建模和仿真。通過大量優(yōu)化得到天線最佳尺寸:L1=81.8 mm,L2=129 mm,G=187.8 mm,H1=1.5 mm,H2=16.2 mm,H3=23 mm,r1=19.8 mm。根據(jù)最佳尺寸加工制作天線,仿真模型如圖6(a)所示,天線實(shí)物如圖6(b)所示。

圖6 天線仿真模型及實(shí)物。(a)仿真模型;(b)天線實(shí)物Fig.6 Antenna simulation model and prototype.(a) Simulation model;(b) Antenna prototype

使用Agilent N5230A 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線的S參數(shù)進(jìn)行測試,在微波暗室中對天線的輻射特性進(jìn)行測量,并與仿真結(jié)果作對比。圖7 給出了仿真與實(shí)測的S11曲線,由圖可知仿真與實(shí)測結(jié)果基本吻合,受加工誤差影響實(shí)測曲線在880～965 MHz 的頻率范圍內(nèi)S11<-10 dB,相對帶寬為9.3%。頂點(diǎn)軸比和增益隨頻率變化曲線如圖8 所示,實(shí)測軸比小于3 dB 的頻率范圍為895～946 MHz,相對帶寬為5.6%;在圓極化性能滿足要求的頻率范圍內(nèi),實(shí)測增益均在8 dB 以上。實(shí)測天線中心頻率915 MHz 處輻射方向性圖如圖9 所示,在主方向上圓極化性能良好,增益達(dá)到8.3 dB,交叉極化鑒別率為19.3 dB。

圖7 仿真和實(shí)測的S11曲線Fig.7 Simulated and measured S11 curves

圖8 頂點(diǎn)增益與軸比隨頻率變化仿真和實(shí)測曲線Fig.8 Simulated and measured curves of gain and axial ratio varying with frequency

圖9 中心頻率915 MHz 處仿真和實(shí)測輻射方向性圖Fig.9 Simulated and measured radiation pattern at a central frequency of 915 MHz

3 結(jié)論

本文提出了一款順序旋轉(zhuǎn)四饋電的右旋圓極化疊層微帶單元天線,將饋電網(wǎng)絡(luò)與天線集成一體化設(shè)計(jì),并折疊地板以保證天線增益不變的情況下,縮小了天線體積。根據(jù)三維電磁仿真軟件HFSS 仿真優(yōu)化得到的最佳尺寸,加工實(shí)物并測試。測試結(jié)果表明,該天線在884～969 MHz 頻段內(nèi)S11<-10 dB,在895～946 MHz 頻段內(nèi)軸比小于3 dB;在該頻段內(nèi)天線方向性良好,實(shí)測天線增益大于8 dB,仿真與實(shí)測結(jié)果基本一致。該天線結(jié)構(gòu)緊湊且加工簡易,已成功應(yīng)用于超高頻RFID 讀寫器終端。也可根據(jù)使用頻率改變尺寸應(yīng)用于其他場合,如需要圓極化天線的衛(wèi)星通信系統(tǒng)中。