黃玉蘭,蘭 靜,黃令超

(西安郵電大學電子工程學院,陜西 西安 710121)

隨著無線通信行業(yè)的迅速發(fā)展,濾波器作為一種選頻器件,有著廣泛的應用前景。在常見的無線收發(fā)系統(tǒng)中,每一步都需要加載濾波器來濾除噪聲,從而保證射頻系統(tǒng)的穩(wěn)定性,因此濾波器對無線收發(fā)系統(tǒng)的傳輸質(zhì)量有著至關重要的影響。為滿足現(xiàn)代無線通信要求,研究者們在高帶外抑制、低插損、小型化等方面做了大量的研究[1]。近年來,基片集成波導(SIW)憑借其高品質(zhì)因數(shù)、易集成、大功率容量等獨特優(yōu)勢逐漸被廣泛應用,常見的SIW 濾波器的設計方法有1/n模切割法[2]、多層折疊法[3]、多模交叉耦合[4]以及表面加載法[5]等。

文獻[6]利用不同模態(tài)的SIW 腔提供寬阻帶響應和高選擇性,但其插損及回波損耗不理想。文獻[7]通過加載諧振器使得濾波器共有三個傳輸零點,一定程度上提高了帶外抑制,但由于其傳輸零點多,設計復雜,導致不夠小型化。文獻[8]通過增加金屬孔,使得濾波器有更高的品質(zhì)因數(shù),但其插損較大,無法滿足現(xiàn)代通信系統(tǒng)低插損的要求。文獻[9]通過垂直疊加三個SIW 腔,使濾波器變得更加緊湊,通過調(diào)整相鄰SIW 腔間的耦合系數(shù)來獨立控制傳輸零點,但仍存在插損較大的問題。文獻[10]通過改變浮動圓盤的大小,調(diào)整諧振模式,改變饋線間的夾角對傳輸零點進行控制,該濾波器靈活性很大,但其帶外抑制性能較差。文獻[11]在SIW 表面刻蝕兩個反向排列的方形互補裂環(huán)諧振器,實現(xiàn)了濾波器的小型化,但其帶外抑制性能并不理想。

結(jié)合以上文獻可知,很多濾波器設計難以兼顧高帶外抑制、低插損及小型化等特點。為解決以上問題,本文基于電偶極子加載的隱失模理論[12],首先設計了單級濾波器;其次,在單級濾波器上進行改進,使用電磁仿真軟件HFSS 進行優(yōu)化調(diào)節(jié),得到帶外抑制更高及帶寬更優(yōu)的雙級濾波器;最后通過實物測量結(jié)果驗證了該設計的有效性。本文降低了濾波器結(jié)構的復雜度,得到了一款低插損、高帶外抑制、小型化可應用于5G(Sub-6 GHz)通信系統(tǒng)中的濾波器。

1 單級SIW 濾波器設計

1.1 單級SIW 濾波器結(jié)構

圖1 為單級濾波器結(jié)構圖,采用Rogers RT/Duroid 5870 介質(zhì)基板,其厚度為0.787 mm,相對介電常數(shù)為2.33。該結(jié)構包括矩形SIW 腔以及一對面對面的矩形諧振環(huán),SIW 腔中包括兩排金屬通孔,用以等效波導的側(cè)壁。

圖1 單級濾波器結(jié)構圖Fig.1 Single-stage filter structure diagram

設計SIW 腔的基本結(jié)構,需考慮以下參數(shù),如SIW腔的寬度W和等效寬度Weff以及通孔直徑d、通孔間距S等。其中等效寬度計算公式為:

當通孔間距滿足公式(2)時,近似地認為此時腔內(nèi)無電磁能泄露。

根據(jù)文獻[16]可得截止頻率計算公式為:

式中:c為光速;εr為介電常數(shù)。由式(3)計算可得SIW 腔的截止頻率為10.3 GHz。

1.2 工作原理

SIW 具有高通性能,可作為高通濾波器使用。為設計帶通濾波器,需要一種具有帶阻性能的電磁結(jié)構來實現(xiàn)理想的性能。如圖2 所示,在主模傳播情況下,SIW 內(nèi)部的電場垂直分布于其頂部金屬層和底層,磁場方向平行于波導表面,垂直于波導側(cè)壁。根據(jù)電偶極子加載的隱失模理論,由于互補開口諧振環(huán)(CSRR)或表面刻蝕縫隙[13-14]等結(jié)構的負磁導率特性可在諧振頻率附近產(chǎn)生較強的帶外抑制,加載矩形諧振環(huán)會使得諧振腔內(nèi)部電場發(fā)生變化,增加表面電流路徑,從而產(chǎn)生一個低于SIW 腔截止頻率的通帶(此通帶是由圖2 所示的軸向電場激發(fā)引起的)。本文將矩形諧振環(huán)結(jié)構蝕刻在SIW 的上金屬面,使得濾波器實現(xiàn)小型化[15-16],改變傳統(tǒng)的饋電方式,矩形諧振環(huán)間耦合增強,傳輸零點衰減增大。

圖2 電場分布圖Fig.2 Electric field distribution diagram

圖3 為單級SIW 濾波器的等效電路模型。將SIW中的上下兩排金屬通孔等效為并聯(lián)電感,用Lvia表示;兩個矩形諧振環(huán)作為分流諧振器,由電容Cr和電感Lr組成,諧振腔提供了帶通特性和SIW 的高通特性;其中波導傳輸線與矩形諧振器之間存在耦合,用Lc及Cc表示電感和電容耦合。使用ADS 對等效電路模型進行仿真,根據(jù)圖4 可知,等效電路模型為實際濾波器的一個簡化電路。在所設計的頻段范圍內(nèi),與單級濾波器仿真結(jié)果基本一致,驗證了其等效關系。

圖3 單級濾波器等效電路模型Fig.3 Single-stage filter equivalent circuit model

圖4 單級濾波器與等效電路仿真結(jié)果對比圖Fig.4 Comparison of single-stage filter and equivalent circuit simulation results

單級濾波器的傳輸零點是由SIW 諧振腔和矩形諧振環(huán)之間輸入輸出電磁混合耦合產(chǎn)生的,式(4)為傳輸零點計算公式:

由式(4)可求得傳輸零點位于11.29 GHz 處,與仿真結(jié)果基本吻合。

1.3 結(jié)果與分析

使用HFSS15.0 進行仿真優(yōu)化,單級濾波器S參數(shù)隨不同參數(shù)變化仿真曲線如圖5 所示。圖5(a)為S參數(shù)隨W3變化的仿真曲線,隨著W3的增大,濾波器的中心頻率往高頻移動。其原因是隨著耦合間距W3增大,等效電路中電感減小,使頻率增加,傳輸零點向高頻移動。圖5(b)為S參數(shù)隨L4變化的仿真曲線,同圖5(a)變化規(guī)律相同,其原因是隨著L4增大,等效電路中電感減小,頻率及傳輸零點向高頻移動,其中L4對傳輸零點影響較大。如圖5(c)所示,當L6增大時,濾波器諧振頻率減小,往低頻方向移動。其原因是L6增大使得整個諧振腔電長度增加,導致濾波器諧振頻率降低,傳輸零點向低頻移動。實驗表明,可通過調(diào)節(jié)以上參數(shù)達到優(yōu)化單級濾波器S參數(shù)的目的。

圖5 S 參數(shù)隨不同參數(shù)變化仿真曲線圖Fig.5 Simulation graphs of S-parameter variation with different parameters

單級濾波器經(jīng)上述參數(shù)優(yōu)化后最終仿真結(jié)果如圖6 所示,所設計的濾波器中心頻率為5.5 GHz,相比于SIW 腔的截止頻率10.3 GHz,中心頻率下降了46.6%,其原因是通過加載矩形諧振環(huán),諧振腔內(nèi)部電場發(fā)生改變,從而影響金屬上表面的電流分布,使得中心頻率降低,實現(xiàn)了小型化。其相對帶寬6.9%,最小插入損耗僅為0.29 dB,回波損耗優(yōu)于29.49 dB,在7.59～12.99 GHz 頻帶范圍內(nèi)帶外抑制大于20 dB,在11.29 GHz 處存在一個傳輸零點,最大衰減為55.11 dB,提高了濾波器的選擇性及帶外抑制。

圖6 單級濾波器仿真結(jié)果圖Fig.6 Simulation results of a single-stage filter

2 雙級濾波器的設計

2.1 雙級SIW 濾波器結(jié)構

為設計具有阻帶寬、插損小等特性的濾波器,在單級的基礎上進行改進,提出雙級濾波器,其結(jié)構如圖7 所示。根據(jù)實際情況,將基板長度L0設置為15 mm,在SIW 的頂層刻蝕兩對矩形諧振環(huán),選取合適參數(shù)達到設計要求。該雙級濾波器矩形諧振環(huán)的長邊長度為L7,兩對矩形諧振環(huán)間的距離為L3,調(diào)整兩邊饋線的長度及寬度,實現(xiàn)阻抗匹配。表1 為優(yōu)化后雙級濾波器的尺寸參數(shù)。

圖7 雙級濾波器結(jié)構圖Fig.7 Two-stage filter structure diagram

表1 雙級濾波器參數(shù)Tab.1 Two-stage filter parameters mm

2.2 工作原理

由于雙級濾波器是在單級濾波器基礎上所改進的,因此雙級濾波器電路等效模型也將進行相應變化。雙級濾波器等效電路模型如圖8 所示,由于新增加的兩對矩形諧振環(huán)之間存在耦合,因此在原等效模型基礎上,新增兩對耦合諧振器,分別為Lr和Cr以及L0和C0。其中Lr和Cr與單級濾波器的耦合槽相似,L0和C0表示兩對矩形諧振環(huán)間的耦合,將L0和C0加載在兩個諧振腔之間,使得等效模型成立。將等效電路模型在ADS 中仿真,雙級濾波器與等效電路仿真結(jié)果對比如圖9 所示,等效電路模型在所設計頻帶范圍內(nèi)與雙級濾波器的仿真結(jié)果基本一致,驗證了其等效關系。

圖8 雙級濾波器等效電路模型Fig.8 Two-stage filter equivalent circuit model

圖9 雙級濾波器與等效電路仿真結(jié)果對比圖Fig.9 Comparison of two-stage filter and equivalent circuit simulation results

2.3 傳輸響應分析

圖10 為S參數(shù)隨著L3值變化的仿真曲線,隨著L3增大,濾波器的帶寬變窄,其原因是隨著L3增大,兩對矩形諧振環(huán)間的耦合逐漸減弱,兩個諧振頻點相互靠近,從而導致帶寬變窄;反之亦然。由此可得,該濾波器帶寬由兩對矩形諧振環(huán)之間耦合強度決定。

圖10 S 參數(shù)隨L3值變化的仿真曲線Fig.10 Simulation curves of S-parameter variation with L3 value

2.4 仿真和測試結(jié)果

為驗證設計結(jié)果的有效性,采用Rogers 5870 介質(zhì)基板,其厚度為0.787 mm,相對介電常數(shù)為2.33,對所設計濾波器進行實物加工。濾波器實物圖如圖11 所示,濾波器的有效尺寸為15 mm×9.5 mm(不包括輸入輸出端口),電長度為0.818λg×0.348λg,其中λg為中心頻率處的導波波長。

圖11 濾波器實物圖Fig.11 Photograph of the fabricated filter

利用矢量網(wǎng)絡分析儀進行實物測試,圖12 為濾波器S參數(shù)仿真與實物測試對比結(jié)果,其中右下角插圖為5～6 GHz 頻段內(nèi)仿真及測試回波損耗S11的局部放大圖。仿真結(jié)果顯示其中心頻率為5.5 GHz,帶內(nèi)最小插入損耗為0.27 dB,回波損耗大于21.9 dB,相對帶寬為8.5%,帶外抑制在6.22～22.3 GHz 頻帶范圍內(nèi)大于20 dB,存在一個傳輸零點位于9.48 GHz 處,最大衰減為77.48 dB;測試結(jié)果顯示,該濾波器中心頻率為5.5 GHz,插入損耗僅為0.64 dB,回波損耗大于16.9 dB,帶外抑制也實現(xiàn)了預期目標。實物測試數(shù)據(jù)與仿真結(jié)果有一定誤差,造成上述誤差的原因有接頭損耗及焊接誤差等。測試結(jié)果與仿真結(jié)果吻合度較高,較好地驗證了設計的有效性。

圖12 濾波器S 參數(shù)仿真與實物測試結(jié)果Fig.12 S-parameter measured and simulated results of the filter

表2 為本文所設計的雙級濾波器與其他文獻濾波器的性能參數(shù)對比。可得,該濾波器插入損耗和回波損耗均優(yōu)于其他文獻,阻帶寬度更寬,帶外衰減更大,極大地提高了濾波器的頻率選擇性。總體來說,該濾波器在插損、帶外抑制及尺寸等方面均有顯著的提升。

表2 雙級濾波器性能參數(shù)對比Tab.2 Comparison of performance parameters of two-stage filter

3 結(jié)論

本文基于隱失模理論設計了一款具有高抑制特性的小型化SIW 濾波器,該濾波器有效尺寸僅為15 mm×9.5 mm(0.818λg×0.348λg)。該濾波器中心頻率為5.5 GHz,通帶范圍5.25～ 5.72 GHz,插入損耗僅為0.27 dB,回波損耗大于21.9 dB。在6.22～22.3 GHz頻段內(nèi)帶外抑制大于20 dB,傳輸零點位于9.48 GHz處,最大衰減為77.48 dB。加工實物并測試驗證了設計的有效性。該濾波器具有低插損、高帶外抑制、小型化的特點,在5G(Sub-6 GHz)通信系統(tǒng)中有一定的應用價值。