都文和，楊占宇，程秀娟，康嘉浩，徐 正，楊 軻，鞏秋野

（1.齊齊哈爾大學通信與電子工程學院，齊齊哈爾 161006；2.哈爾濱第一機械集團有限公司，哈爾濱 150056）

1 引言

隨著5G 技術(shù)的高速發(fā)展，近些年來，智能家居逐漸取代了傳統(tǒng)家居，越來越多的智能設(shè)備進入了人們的視野。這些智能家居依靠軟硬件協(xié)同將各種分離的家用設(shè)備有機結(jié)合在一起，進行統(tǒng)一集中的控制與管理。儲存器作為智能家居儲存信息的載體，是智能家居系統(tǒng)必不可少的單元之一。Flash 儲存器作為一種非易失儲存器，因其在斷開供電之后也能長久保存數(shù)據(jù)和體積小等優(yōu)點，被廣泛應(yīng)用于智能家居系統(tǒng)中[1]。Flash 儲存器在進行擦寫工作時通常需要較高的電壓，而電荷泵電路的電容積累傳遞電荷的特性可用來產(chǎn)生高于電源電壓的輸出電壓，因此成為Flash 儲存器必不可少的電路之一。為達到高可靠性和低功耗的目標，隨著集成電路工藝的更新，電源電壓逐漸降低，傳統(tǒng)電荷泵受閾值壓降和體效應(yīng)等問題影響，當電源電壓靠近閾值電壓時，電壓轉(zhuǎn)換倍率大大降低。因此，設(shè)計一種低壓工作也能具有高電壓轉(zhuǎn)換倍率的電荷泵至關(guān)重要。

2 傳統(tǒng)電荷泵電路技術(shù)

2.1 技術(shù)發(fā)展

Dickson 于1976 年提出了如圖1 所示的電荷泵電路，利用電容和二極管實現(xiàn)了將輸入電壓升高、翻倍輸出[2]。通常采取柵漏短接的MOS 管來代替二極管。該電荷泵結(jié)構(gòu)簡單，但由于電路受閾值壓降效應(yīng)和體效應(yīng)影響，Dickson 電荷泵作為高級數(shù)升壓電路工作時，輸出電壓以及電壓轉(zhuǎn)換倍率較低，并且在電源電壓與傳輸管閾值電壓接近時，Dickson 電荷泵將無法正常工作。

圖1 Dickson 電荷泵電路原理圖

為了優(yōu)化閾值壓降效應(yīng)，之后的大多數(shù)電荷泵結(jié)構(gòu)都是在Dickson 電荷泵的基礎(chǔ)上改進優(yōu)化得來。其中比較經(jīng)典的結(jié)構(gòu)有圖2 所示的JT-Wu 電荷泵[3]，此外還有四相位電荷泵[4]、六相位電荷泵[5]、交叉耦合電荷泵[6]，以及采取共振開關(guān)的電荷泵[7]等。其中，交叉耦合電荷泵通過互補支路的電容來提高傳輸管的柵極電壓，使傳輸管工作在線性區(qū)，優(yōu)化了閾值壓降效應(yīng)，但其襯底電位無法保證與傳輸管源極電位一致，傳輸管存在體效應(yīng)。

圖2 JT-Wu 電荷泵電路原理圖

2.2 工作原理

圖1 所示即為4 級Dickson 電荷泵原理圖。圖中，M1～M5為柵漏短接的NMOS 二極管，所有MOS管的襯底都接地。CLK1 和CLK2 為兩相非交疊時鐘，其時鐘信號幅值與電源電壓相同。C1～C4為容值相同的泵電容，電容上極板與NMOS 管的源端相接，下極板依次與CLK1 和CLK2 相接。當CLK1 為低電平時，CLK2 為高電平，M1管導通，M2管截止，電源Vin通過M1管對電容C1充電。當CLK1 為高電平時，CLK2 為低電平，M1管截止，M2管導通，由于電容兩端電壓不能突變，忽略非理想因素，C1上極板電壓變?yōu)? 倍的Vin，并通過M2管對C2充電,此時，電荷源源不斷地從電源傳遞到輸出端，獲得高于電源電壓的輸出電壓?？紤]非理想因素時，N 級電荷泵電路的實際輸出電壓由下式給出[8]：

式中，N為電荷泵的級數(shù)，Cs為MOS 管的寄生電容，Iload為流進負載的電流，Vth為MOS 管的閾值電壓，ΔVthi為考慮體效應(yīng)后的閾值電壓修正項。根據(jù)MOS管的體效應(yīng)，體效應(yīng)的表達式為[9]：

按照式(2)，MOS 管的閾值電壓不是常數(shù)，這與MOS 管的源極和襯底之間的電壓差有關(guān)。Dickson電荷泵工作時，傳輸管的源極電位隨著級數(shù)的增大而增大，由于所有傳輸管的襯底接地，導致隨著級數(shù)的增加，傳輸管的VSB逐漸增大，體效應(yīng)越來越明顯，MOS 管的閾值電壓越來越大，嚴重影響Dickson電荷泵電路的輸出電壓和電壓轉(zhuǎn)換倍率。

針對上述問題，在新的設(shè)計中，基于交叉耦合電荷泵結(jié)構(gòu)，增加襯底動態(tài)偏置電路，保證傳輸管的襯底電位與源極電位始終保持一致，以提高電荷泵的輸出電壓和電壓轉(zhuǎn)換倍率。

3 改進的高電壓轉(zhuǎn)換比電荷泵

3.1 襯底動態(tài)偏置電路設(shè)計

由式(2)可知，MOS 管產(chǎn)生體效應(yīng)的根本原因為源級和襯底的電壓不同，只要保證MOS 管的源極電壓和襯底電壓相同，則可以消除體效應(yīng)。對于PMOS來說，源漏兩端電位高的一端即為源端；對于NMOS來說，源漏兩端電位低的一端即為源端。襯底動態(tài)偏置電路可以自動將MOS 管的襯底與源漏之間高電位的一端相連[10]。襯底動態(tài)偏置電路如圖3 所示。

圖3 襯底動態(tài)偏置電路

PMOS 管的襯底動態(tài)偏置電路由兩個PMOS 管組成，如圖3(a)所示，A、B 兩端分別接在電荷泵PMOS傳輸管的源、漏兩級，MP1和MP2的漏端相連為電荷泵PMOS 傳輸管的襯底提供VBIAS偏置電壓。

電路工作時，當A 端電位為高電平，B 端電位為低電平，MP1管導通，MP2管截止，VBIAS電位等于A端電位；當A 端電位為低電平，B 端電位為高電平時，MP1管截止，MP2管導通，VBIAS電位等于B 端電位。由此可知，VBIAS端電位始終與A、B 兩端中高電位的一端相同。

NMOS 管的襯底動態(tài)偏置電路功能與PMOS 管的襯底動態(tài)偏置電路類似，VBIAS端電位始終與A、B兩端中低電位的一端相同。即電荷泵中MOS 管的襯底電位始終與其源極電位相同，消除掉了體效應(yīng)。

3.2 改進電荷泵結(jié)構(gòu)設(shè)計

傳統(tǒng)的交叉耦合電荷泵雖然能夠大幅優(yōu)化閾值壓降，但由于其傳輸管襯底電位無法保證與源極電位一致，隨著級數(shù)的增加，傳輸管的體效應(yīng)逐級加重，傳輸管的閾值電壓升高，最終導致輸出電壓降低，電壓轉(zhuǎn)換倍率降低。

改進后的電荷泵結(jié)構(gòu)如圖4 所示。在交叉耦合電荷泵的基礎(chǔ)上，使用襯底動態(tài)偏置電路（即圖中SDB 模塊）產(chǎn)生的VBIAS來偏置電荷泵中每一級MOS管的襯底。此電荷泵有上下兩條支路構(gòu)成，可以看為兩路互補的電荷泵，在工作時相互耦合，相互作用。上支路由MOS 管MN1、MP1、MN2、MP2、MN3、MP3與泵電容C1、C2、C3構(gòu)成。下支路由MOS 管MN4、MP4、MN5、MP5、MN6、MP6與泵電容C4、C5、C6構(gòu)成。同一支路的相鄰泵電容各自連接相位相反的CLK 時鐘信號，同時，上、下支路對應(yīng)的電荷泵單元泵電容也分別連接相位相反的CLK 時鐘信號。電荷泵中所有PMOS 管的襯底接襯底動態(tài)偏置模塊。

圖4 改進設(shè)計的電荷泵結(jié)構(gòu)

以第一階電荷泵單元為例分析改進后電荷泵如何消除閾值壓降效應(yīng)和體效應(yīng)。閾值壓降的產(chǎn)生原因為當MOS 管以二極管連接方式工作在開關(guān)狀態(tài)下，由于柵極與漏極短接，當電源通過MOS 二極管為泵電容充電時，源極電位不斷抬升，當抬升至柵極和源極之間的壓差小于閾值電壓時，MOS 二極管關(guān)閉，源極電位無法升高，損失了Vth，引起了閾值壓降。在此電荷泵電路結(jié)構(gòu)中，由于MOS 管的柵極和漏極沒有短接，通過兩條支路來分別產(chǎn)生MOS 管的柵極控制信號，其上支路和下支路對應(yīng)的泵電容接的是相位相反的時鐘信號。當時鐘信號CLK1 為低電平時，CLK2 為高電平，此時泵電容C4已經(jīng)完成電壓抬升，C4的上極板電壓為2 倍的Vin，則MN1的柵極電位為2 倍的Vin，MN1的漏極電位即為電源電壓Vin。此時電源電壓對C1充電，電壓可以充至Vin，基本上消除了閾值壓降。隨著級數(shù)的升高，傳輸管的源極電位也逐級升高，由于電路采取襯底動態(tài)偏置電路產(chǎn)生的VBIAS來偏置每級MOS 管的襯底，保證了每級MOS 管的襯底電位都與其源極電位一致，消除了傳輸管的體效應(yīng)。通過互補支路泵電容產(chǎn)生的高電位柵極電壓消除閾值壓降效應(yīng)，同時通過襯底動態(tài)偏置電路消除傳輸管的體效應(yīng)，提高了電荷泵電路的電壓轉(zhuǎn)換倍率。

4 仿真實驗及結(jié)論

對電荷泵電路的仿真驗證基于SMIC 0.18 μm CMOS 工藝進行。仿真平臺環(huán)境參數(shù)設(shè)置如下：

環(huán)境溫度：27℃；

時鐘頻率：10Mhz；

泵電容：5pF；

負載電容：10pF。

在1.8V 電源電壓下，仿真得到三種電荷泵的輸出電壓對比圖。仿真結(jié)果如圖5 所示。

圖5 三種電荷泵的輸出電壓仿真曲線

由仿真結(jié)果可見，在電源電壓為1.8 V、電荷泵級數(shù)為4 級時，Dickson 電荷泵、JT-Wu 電荷泵、高電壓轉(zhuǎn)換倍率（Hvcr）電荷泵的穩(wěn)定輸出電壓分別為5.256V、7.678V、8.883V。Hvcr 電荷泵的輸出電壓最高，最接近4 級電荷泵的理想輸出電壓9V，因此Hvcr 電荷泵的電壓轉(zhuǎn)換倍率最高，達到了98.6%。同時Hvcr 電荷泵的啟動時間也最短。

在不同電源電壓下，三種電荷泵的輸出電壓曲線的仿真結(jié)果如圖6 所示。在相同的仿真環(huán)境下，三種電荷泵的輸出電壓都隨輸入電壓的增大而增大，對于某一給定輸入電壓，Hvcr 電荷泵輸出電壓最高，在輸入電壓幅值接近MOS 管閾值電壓時，Dickson電荷泵基本上起不到電壓抬升的作用，JT-Wu 電荷泵的電壓轉(zhuǎn)換倍率也較低，而Hvcr 電荷泵在0.8V～1.8V 的輸入電壓范圍內(nèi)都能保證很高的電壓轉(zhuǎn)換倍率。

圖6 三種電荷泵輸出輸入電壓變化仿真曲線

在不同級數(shù)情況下三種電荷泵的輸出電壓曲線仿真結(jié)果如圖7 所示?？梢?，在相同的仿真環(huán)境下，三種電荷泵的輸出電壓都隨著級數(shù)的增加而增大，Dickson 電荷泵的輸出電壓變化最不明顯，JT-Wu和Hvcr 電荷泵輸出電壓隨著級數(shù)的變化相對呈線性化。對于某一給定的級數(shù)，Hvcr 電荷泵的輸出電壓最高，電壓轉(zhuǎn)換倍率最高，并且隨著級數(shù)的升高，Hvcr 電荷泵與Dickson 電荷泵的輸出電壓差距越來越大。

圖7 三種電荷泵輸出電壓隨級數(shù)變化仿真曲線

5 結(jié) 束 語

在傳統(tǒng)的交叉耦合電荷泵的基礎(chǔ)上通過增加襯底動態(tài)偏置電路保證MOS 管的襯底電位始終與源極電位一致，消除了體效應(yīng)的影響。對于給定的電荷泵級數(shù)，提高了電荷泵的輸出電壓，提高了電荷泵的電壓轉(zhuǎn)換倍率。高電壓轉(zhuǎn)換倍率電荷泵相比于傳統(tǒng)的Dickson 電荷泵，消除了閾值壓降效應(yīng)和體效應(yīng)的影響，提高了電荷泵的輸出電壓和電壓轉(zhuǎn)換倍率，在較低電源電壓下也能保持極為理想的電壓轉(zhuǎn)換倍率。