邱綿浩，王明玉，魏 輝，李 琪，王大方

(1.陸軍裝甲兵學院，北京 100072；2.哈爾濱工業(yè)大學(威海) 汽車工程學院, 山東 威海 264209)

近年來，電動汽車以優(yōu)越的環(huán)保和節(jié)能特性，已然成為21世紀汽車發(fā)展的主要趨勢[1]。 IGBT模塊在電動汽車上的應用越來越普遍，但是，由于逆變器本身的溫升、散熱條件以及周圍環(huán)境的限制，功率損耗導致的熱循環(huán)與惡劣的工作環(huán)境相結合會導致大范圍以及不可預測的結溫波動與過熱[2]，致使器件乃至于整個系統(tǒng)崩潰。 研究表明，超過半數(shù)的逆變器失效都是由于過溫引起的，因此實時監(jiān)測IGBT溫度尤為必要。

各國學者在結溫估計方面進行了大量的試驗，提出多種測量方法，總體可歸結為物理接觸測量法、光學法、電熱耦合模型法以及熱敏參數(shù)法[3-5]4類。 文獻[6-9]利用有限元仿真軟件搭建IGBT的三維模型，提取了器件的瞬態(tài)阻抗曲線與熱網(wǎng)絡參數(shù)，并搭建IGBT的熱網(wǎng)絡結構模擬芯片散熱過程，結合IGBT的損耗與熱阻網(wǎng)絡建立了熱-電耦合模型,對結溫進行估算。 該模型考慮了大多數(shù)仿真軟件在計算IGBT損耗時忽略的溫度影響因素，所得損耗模型更加準確，提高了結溫估計的準確性。 文獻[10]利用熱敏參數(shù)關斷延遲時間以及柵極-發(fā)射極電壓、集電極電流和集電極-發(fā)射極電壓，根據(jù)材料參數(shù)隨溫度的變化而變化建立對應關系來測量結溫，實現(xiàn)了結溫較為精確的估計。 文獻[11]對多種熱敏電參數(shù)測量結溫分別進行測量對比，得出門極閾值電壓是較適合進行在線估計結溫的參數(shù)。 文獻[12]介紹了各種熱敏電參數(shù)，并歸類總結為經(jīng)典熱敏電參數(shù)、靜態(tài)和動態(tài)特性參數(shù)。

IGBT結溫預測的4種方法各有優(yōu)劣。 物理接觸測量法與光學法屬于直接測量方法，需要破壞IGBT的封裝，附加昂貴的測試設備，不適合在線實時估算結溫。 電熱耦合模型法雖然是非破壞性的，但是無法避免器件老化帶來的估計誤差，該方法屬于開環(huán)估計，無法對結溫起到一定的反饋調(diào)節(jié)。 熱敏參數(shù)法能夠快速且準確的估計結溫，但是需要附加額外的電路，難以實現(xiàn)在實際運行工況下的在線實時估算，為工程實現(xiàn)帶來一定的困難，但該方法可用于對其他結溫估計算法的驗證。

針對現(xiàn)有方法的不足，本文在熱電耦合模型的基礎上設計全階狀態(tài)觀測器，并進行反饋調(diào)節(jié)，提高結溫估計的準確性與魯棒性，最后通過搭建仿真和實驗平臺對模型進行了準確性驗證。

1 IGBT損耗建模

IGBT損耗問題與工作溫度直接相關，損耗都將轉化為熱量導致功率模塊的溫度上升，所以損耗在結溫的估計方面有著至關重要的作用。 IGBT的損耗主要由導通損耗與開關損耗組成[13-14]。

1.1 導通損耗

IGBT導通狀態(tài)下的功率損耗，通常由流過器件的電流和電壓的乘積來確定。 而飽和壓降(Vce-sat)主要受到導通電流與結溫兩個因素影響。 因此只需標定出IGBT在不同導通電流、不同溫度下的壓降曲線即可計算導通損耗。 飽和壓降的測試方法主要有脈沖法和直流法。 由于直流法會使器件長時間導通，導致溫度升高，影響測量結果，本文基于單脈沖法測試原理搭建測試平臺，如圖1所示。

圖1 IGBT飽和壓降測量平臺示意圖

測試時，將待測IGBT放入高低溫箱控制其環(huán)境溫度為設定值，調(diào)節(jié)直流電源與滑動變阻器使得電路導通時流過規(guī)定的測試電流，采用示波器獲取該電流下的器件飽和壓降。 單個IGBT控制周期內(nèi)的平均導通損耗為

Pcond=Vce_sat·Ic·ε

(1)

式中ε為PWM波的占空比，飽和壓降(Vc-sat)主要受到導通電流與結溫兩個因素影響。表1給出了不同導通電流和工作溫度下的飽和壓降，由于IGBT飽和壓降由導通壓降(uce0)和通態(tài)電阻(rc)上的壓降兩部分組成，所以可以將飽和壓降曲線進行線性擬合，其導通損耗描述為[15]

表1 不同IGBT狀態(tài)下測得的飽和壓降

Pcond=(uce0+rc·Ic)Ic·ε

(2)

考慮溫度因素的影響，測量兩個溫度下的導通損耗，通過線性擬合的方式推導任意溫度下的IGBT導通損耗[15]為

(3)

1.2 開關損耗

由于數(shù)據(jù)手冊上參數(shù)獲得工況與實際工況有所不同，直接利用數(shù)據(jù)手冊來計算功率損耗會帶入比較大的誤差，所以需要通過雙脈沖實驗獲取數(shù)據(jù)，建立開關損耗模型。 圖2給出了IGBT雙脈沖實驗的測試電路與時序。 其中，DUT是被測IGBT，UGE、UCE、IC分別表示被測IGBT的驅動電壓、集射極兩端電壓、集電極電流。 雙脈沖測試的第一個脈沖的作用是為了建立測試電路的電流，第二個脈沖主要是用于觀測被測IGBT的開通過程，其具體實現(xiàn)方式見文獻[16]。

圖2 雙脈沖實驗電路與測試時序

IGBT雙脈沖離線測試平臺框架如圖3，測試平臺主要由以下幾部分組成：驅動控制、待測IGBT、感性負載測試電路、溫度控制。

圖3 雙脈沖實驗電路與測試時序

本文針對三菱模塊PM600CLA060進行測試，研究IGBT開關特性在不同溫度、電壓以及電流下的變化趨勢，為后續(xù)開關損耗的計算提供數(shù)據(jù)基礎。 不同測試電壓(50、100、150 V)下的IGBT測試開關波形如圖4所示。

圖4 不同電壓下的開關波形

從圖4可以看出，隨著測試電壓的增大，在開通與關斷過程中IGBT的電壓與電流重合面積越大，開通損耗增加。

圖5給出了不同測試電流 (20、60、100 A)下的開關波形。 由圖5可知，隨著測試電流的增大，開通時間越長，開通損耗增加，而關斷過程電壓過沖和更加明顯的拖尾效應，使得測試電流的增加導致的關斷損耗也增加。

圖5 不同電流下的開關波形

圖6給出不同的環(huán)境溫度(20、50、75 ℃)下的IGBT測試結果，高溫條件下，基極載流子的移動速度會變緩慢，導致電流的上升速率下降，同時載流子復合過程的時間變長，因此隨著工作溫度的增加損耗變大。

圖6 不同溫度下的開關波形

2 瞬態(tài)熱阻測試

2.1 瞬態(tài)熱阻測試方法

傳統(tǒng)的熱阻計算公式是建立在穩(wěn)態(tài)傳熱工況下，需要測得傳熱穩(wěn)定階段的結溫與殼溫，計算得到穩(wěn)態(tài)熱阻。 但是在實際應用中，IGBT需要經(jīng)歷瞬態(tài)過程，器件往往不處于熱平衡狀態(tài)，所以僅僅依靠穩(wěn)態(tài)熱阻無法實時估算結溫。 因此，需要使用瞬態(tài)熱阻公式[17]

(4)

式中Tj0為IGBT結溫的初始值，Tj(t)為IGBT結溫的隨時間變化值。 基于熱敏參數(shù)法測量瞬態(tài)熱阻的測試方法，首先標定飽和壓降在恒定小電流導通下與結溫的線性關系曲線[18]。 接著對IGBT模塊施加已知的加熱功率直到IGBT的結溫不再發(fā)生變化，切斷加熱功率，改為恒定小電流導通狀態(tài)，記錄飽和壓降的變化過程，利用線性關系曲線計算結溫，帶入式(4)計算相應的熱阻。

IGBT在恒定小電流導通條件下，飽和壓降隨結溫的變化呈線性關系，設計圖7平臺將IGBT模塊放置在不同環(huán)境溫度下，施加10 mA的測試電流，研究飽和壓降與結溫的關系。

圖7 飽和壓降-結溫標定平臺

獲取測量數(shù)據(jù)后，通過曲線擬合可以得到在10 mA電流導通下IGBT結溫與飽和壓降的變化曲線如圖8所示，從圖8中可以看出，10 mA小電流下，IGBT的飽和壓降與結溫是線性關系，隨著結溫的升高，飽和壓降不斷降低。

圖8 10 mA電流下飽和壓降和結溫的關系

瞬態(tài)熱阻測試平臺如圖9所示，將IGBT模塊固定在散熱器上，控制兩個IGBT同時導通，施加75 A的加載電流。 當在示波器中觀察到器件飽和壓降曲線不再變化，說明器件已經(jīng)達到穩(wěn)態(tài)，然后控制左側下橋臂IGBT斷開，切斷加熱電流，這時僅僅由小電流源供10 mA電流流過被測IGBT，記錄Vce與外殼熱敏電阻的溫度變化，將換算得到的結溫帶入式(4)，得到了瞬態(tài)過程的熱阻曲線。

圖9 IGBT瞬態(tài)熱阻測試平臺

基于IGBT模塊瞬態(tài)熱阻測試平臺測得飽和壓降曲線，通過圖8換算成結溫隨時間的變化曲線如圖10所示。 將圖10獲得的升溫曲線帶入式(4)可以計算出IGBT芯片到環(huán)境的總熱阻與散熱器到環(huán)境的熱阻，它們之間的差值就是結殼之間的熱阻。

圖10 結溫與殼溫的升溫曲線

IGBT模塊瞬態(tài)熱阻曲線如圖11，瞬態(tài)熱阻由小到大，最后趨于穩(wěn)定值，熱流從最頂層的IGBT芯片經(jīng)過模塊外殼、散熱器、最后傳到環(huán)境，形成整個熱傳導回路。 結殼間的穩(wěn)態(tài)熱阻最終趨于0.068 5 ℃/W，與器件數(shù)據(jù)手冊給出的結殼熱阻最大值不超過0.07 ℃/W相符。

圖11 IGBT模塊各部分瞬態(tài)熱阻曲線

2.2 RC熱網(wǎng)絡模型

熱網(wǎng)絡模型是把研究對象沿主要的熱流路徑細分成不同的單元節(jié)點，每個熱節(jié)點內(nèi)部溫度在同一瞬間看做同一溫度。 熱阻網(wǎng)絡也被稱為熱電模擬，熱網(wǎng)絡和電路網(wǎng)絡有很多類似的地方，根據(jù)熱-電比擬理論將熱阻網(wǎng)絡的溫度、熱流、熱阻、熱容分別與電路中電壓、電流、電阻、電容進行等效，可用類似電路的基爾霍夫定律來求解熱網(wǎng)絡內(nèi)的溫差和熱流。

Foster網(wǎng)絡和Cauer網(wǎng)絡是熱分析中較常見的熱網(wǎng)絡模型，網(wǎng)絡中的熱阻熱容只是等效參數(shù)，不與IGBT內(nèi)部傳熱路徑上各層的熱阻和熱容一一對應，但該模型簡單，計算方便，可用于搭建結溫仿真模型的被控對象，網(wǎng)絡中的參數(shù)可以通過瞬態(tài)熱阻曲線進行擬合求解，擬合公式為

(5)

考慮算法的實現(xiàn)、計算能力和精度要求，將式(5)采用二階擬合，將IGBT芯片到模塊外殼和散熱器到環(huán)境這兩部分熱阻分別進行二階擬合，得到Foster網(wǎng)絡的熱阻與熱容。

Cauer網(wǎng)絡能夠真實地反映IGBT模塊的熱傳遞過程，見圖12，物理意義明顯，但是Cauer網(wǎng)絡的參數(shù)難以直接獲取，可以通過Foster網(wǎng)絡轉換法構建。

圖12 Cauer網(wǎng)絡

3 狀態(tài)觀測器的設計與仿真分析

3.1 Cauer熱網(wǎng)絡節(jié)點控制方程

根據(jù)Cauer網(wǎng)絡模型，在IGBT的垂直傳熱路徑建立個溫度節(jié)點，它們分別為IGBT芯片的溫度、IGBT芯片與殼之間一點的溫度、模塊外殼的溫度、散熱器內(nèi)部一點的溫度。 根據(jù)熱阻網(wǎng)絡選擇好熱節(jié)點后，由傳熱路徑，可根據(jù)基爾霍夫定理，寫出每個節(jié)點的控制方程:

(6)

選擇每個熱節(jié)點的溫度作為系統(tǒng)狀態(tài)：

x=[VC1VC2…VCn]T

系統(tǒng)的輸入為IGBT功率損耗與環(huán)境溫度：

u=[iPdissTamb]T

系統(tǒng)的輸出為各節(jié)點的溫度：

y=x

由式(6)節(jié)點控制方程推導得：

(7)

3.2 結溫狀態(tài)觀測器的設計

利用熱阻網(wǎng)絡的狀態(tài)空間表達式，可以實現(xiàn)對IGBT結溫的開環(huán)估計。 但是在實際運行中，受模型精度以及各種隨機干擾等的影響，估計精度將受到影響。 因此，采用狀態(tài)觀測器實現(xiàn)溫度的閉環(huán)估計，利用模型輸出和實際的NTC熱敏電阻溫度之間的誤差對結溫估計值進行實時修正，從而保證估計值的準確性。

(8)

由于在實際工程應用中很難保證狀態(tài)觀測器的初始條件與原系統(tǒng)完全一樣。 狀態(tài)觀測器與原系統(tǒng)之間存在的初始誤差勢必會導致隨后的估計存在誤差。 這個誤差無法隨著時間收斂于零，因此，在狀態(tài)觀測器中引入原系統(tǒng)和觀測器系統(tǒng)輸出的差值進行反饋，基于反饋控制，在輸出誤差基礎上加入反饋環(huán)節(jié)，控制輸出誤差趨于零。 得到如圖13所示的結溫狀態(tài)觀測器結構圖。

圖13 結溫狀態(tài)觀測器

由圖13可知，當觀測器的狀態(tài)變量與原系統(tǒng)狀態(tài)變量不一致時，就會產(chǎn)生一誤差信號，再通過反饋環(huán)節(jié)輸送到觀測器輸入端，參與觀測器狀態(tài)變量的調(diào)節(jié)，使得觀測器狀態(tài)變量能夠快速、穩(wěn)定且準確的逼近于原系統(tǒng)的實際狀態(tài)。狀態(tài)觀測器的狀態(tài)空間表達為

(9)

(10)

狀態(tài)觀測器與原系統(tǒng)的估計誤差為

(11)

式中，A-GC是觀測器的系統(tǒng)矩陣，G是結溫觀測器的反饋矩陣。 反饋矩陣G的設計最主要的是保證觀測器能夠快速穩(wěn)定的收斂，即使得特征矩陣A-GC的特征值都處于實軸的負半部，保證觀測器的收斂性。 收斂速度則可根據(jù)離虛軸的距離來確定，特征值離虛軸越遠則觀測器的狀態(tài)逼近原系統(tǒng)狀態(tài)的速度就越快;但是并非越快越好，一般觀測器極點取原系統(tǒng)極點的2～5倍即可。

基于狀態(tài)觀測器的IGBT結溫估計模型分為3個部分：電學模型、熱學模型以及觀測器模型，實現(xiàn)結溫估計原理框架如圖14所示。

圖14 IGBT結溫估計原理框圖

圖15為基于全階狀態(tài)觀測器的IGBT模塊結溫預測仿真模型，模型包括IGBT工作電路、損耗模型、等效熱網(wǎng)絡模型以及結溫狀態(tài)觀測器，基于真實的殼溫與觀測器觀測到的殼溫之間的誤差進行輸出反饋調(diào)節(jié)，從而實現(xiàn)對結溫估計值的實時修正。

圖15 Simulink仿真模型

3.3 仿真結果分析

IGBT在如圖15所示的工作電路下運行，工作狀態(tài)為：導通電流為300 A、母線電壓為300 V、開關頻率為1 kHz、驅動信號方波的占空比為0.3、環(huán)境溫度為20 ℃，仿真得到了如圖16所示的IGBT結溫與殼溫升高曲線。 仿真結果表明，器件在正常運行過程中，導通損耗與開關損耗使得結溫升高，當功率損耗產(chǎn)生的熱量與外界散熱達到平衡時，進入穩(wěn)定狀態(tài)，平均結溫不再升高。 而且從圖中可以看出無論是估計的結溫還是殼溫都能夠很好地跟隨實際的溫度曲線。

(a)結溫 (b)殼溫

圖17為兩種方法估計結溫的對比結果，當建立的IGBT熱網(wǎng)絡模型與實際的IGBT傳熱過程存在誤差時，本文所設計得狀態(tài)觀測器能夠在很大程度上消除估計誤差，實現(xiàn)準確的預測結溫，而傳統(tǒng)的熱電耦合模型屬于開環(huán)估計，太過依賴模型的準確性，一旦模型存在誤差或者受到隨機干擾則無法準確估計結溫。

圖17 不同方法預測結溫對比仿真波形

4 結溫狀態(tài)觀測器實驗驗證

實驗平臺的原理圖見圖18，實驗平臺主要由感性負載電路與TMS320F28335系統(tǒng)構成。 負載電路包含兩個IGBT，被測IGBT是結溫估計對象，由正常PWM波驅動，在開關和導通過程產(chǎn)生功率損耗使結溫上升。 而控制開關是用來選擇導通電流的，對結溫狀態(tài)觀測器準確性進行驗證。 當控制開關一直處于導通狀態(tài)時，被測IGBT處于正?；芈愤\行，每隔5 s關斷控制開關并且使被測IGBT恒打開，此時被測IGBT流過的則是通過小電流恒流源提供的10 mA電流，短暫測量后兩個IGBT又恢復正常運行。

圖18 結溫估計實驗平臺原理圖

電感負載為240 μH的SDK-60 A的輸出電抗器，滑動變阻器是RX20-T大功率可調(diào)電阻，其功率為5 kW、最大阻值1 Ω。 直流電源為愛德克斯大功率IT6523D電源，額定功率為3 kW。 恒定小電流源采用艾德克斯IT6720直流源，可提供10 mA電流。 被測IGBT采用三菱模塊PM600CLA060，該模塊采用新的第5代IGBT芯片，額定電壓為600 V，額定電流為600 A，結溫范圍為-20～150。 搭建如圖19所示的實驗平臺實物圖。 實驗時，28335控制器的A/D模塊對IGBT的運行狀態(tài)進行實時采集，結合初始設定的占空比與開關頻率輸入損耗模型計算當前IGBT的功率損耗。 NTC熱敏電阻的溫度通過變送器轉換成電壓信號被采集，輸入給狀態(tài)觀測器，利用觀測器估算的殼溫和實際的熱敏電阻溫度的誤差對結溫估計值進行實時修正。

圖19 結溫估計實驗平臺實物圖

實驗條件：母線電壓為100 V,開關頻率為10 kHz,驅動信號的PWM波占空比為0.2，導通電流為40 A，得到的實驗驗證結果如圖20。 從圖20中可以看出，器件在正常運行過程中，導通損耗與頻繁開關帶來的開關損耗使得結溫不斷升高，當功率損耗產(chǎn)生的熱量與外界散熱達到平衡時，結溫進入穩(wěn)定狀態(tài)。 觀測器估算的殼溫很好跟隨實際NTC熱敏電阻測量得到的殼溫，同時由熱敏參數(shù)法采集的實際結溫與狀態(tài)觀測器估算的結溫間的誤差也很小，說明了本文設計的狀態(tài)觀測器的準確性。

圖20 結溫估計實驗驗證結果

5 結 論

1)IGBT總損耗隨著導通電流、母線電壓、結溫的增大而增加，搭建了IGBT的損耗模型，綜合考慮了電流、母線電壓和結溫的影響，計算結果更精確。

2)根據(jù)IGBT飽和壓降在恒定小電流下與器件結溫呈線性相關的性質，擬合了溫度與瞬態(tài)熱阻變化曲線，建立了具備物理意義的熱網(wǎng)絡模型。

3)針對基于狀態(tài)方程對結溫開環(huán)估計無法進行反饋調(diào)節(jié)的不足，設計了全階狀態(tài)觀測器，利用觀測器輸出殼溫和實測的殼溫之間的誤差對結溫估計值進行實時修正； 在Matlab/Simulink中驗證了狀態(tài)觀測器結溫估計方法的準確性與魯棒性；基于熱敏參數(shù)法的實驗結果表明狀態(tài)觀測器能夠很好實時在線估算結溫。