陳先鋒，王庭康，卓定明，李冠橋，黃秉開，龔杰，李達義

(1. 廣東電網(wǎng)有限責任公司惠州供電局，廣東 惠州 516000；2.強電磁工程與新技術國家重點實驗室(華中科技大學)，湖北 武漢 430074)

隨著太陽能發(fā)電、風能發(fā)電等可再生分布式能源(distributed generation，DG)、高壓直流輸電系統(tǒng)(high voltage direct current transmission，HVDC)、電力電子裝置等不斷發(fā)展，電力電子技術成為新能源接入以及能源互聯(lián)網(wǎng)的核心技術之一，電力系統(tǒng)已逐步發(fā)展成為高度電力電子化的電力系統(tǒng)[1-3]。而這些典型的非線性負載勢必會引起諧波污染，給電力系統(tǒng)帶來嚴重的電能質量問題，影響系統(tǒng)的安全穩(wěn)定經(jīng)濟運行，也影響周圍電力設備的安全穩(wěn)定運行[4-7]。

為了解決所面臨的各種電能質量問題，有源電力濾波器(active power filter，APF)、統(tǒng)一電能質量控制器(unified power quality controller，UPQC)、靜止無功補償發(fā)生器(static var generator，SVG)等電能質量治理設備得到了有效的發(fā)展[8-15]。其中，通過對基波和諧波分量呈現(xiàn)不同的阻抗，基于磁通補償技術的APF實現(xiàn)了對諧波的隔離作用，能夠解決部分電能質量問題[16]。文獻[17]提出了基于磁通補償控制的并聯(lián)型APF，通過檢測變壓器一次側繞組的諧波電流來控制變壓器，使其對諧波電流呈現(xiàn)低阻抗，對基波電流呈勵磁阻抗，從而為諧波電流提供了低阻抗通路；但是，這種方式受電力系統(tǒng)內阻抗影響較大，只能運用在內阻大的高壓系統(tǒng)中，難以應用到內阻較低的低壓系統(tǒng)中。文獻[18]將基于磁通控制的APF推廣到了可調電抗器，并且提出了簡化無源電力濾波器的設計方案；但是，對于各次諧波來說，該支路的阻抗并非取得了最佳值，無源提供的低阻抗通路并不是理想的。通過分析相關文獻[19]可知，當前基于磁通補償?shù)腁PF存在的共同缺陷是：串聯(lián)時無源支路不能對所有次系統(tǒng)提供理想低阻抗通路，并聯(lián)時濾波效果受系統(tǒng)內阻抗影響很大；并且，兩者都難以做到既能很好濾除諧波，又能動態(tài)補償無功。

針對以上問題，本文提出基于磁通控制的電能質量控制器。它由1個串聯(lián)在電源和非線性負載之間的串聯(lián)變壓器、1個并聯(lián)在負載兩端的并聯(lián)變壓器，以及2個變壓器二次側的逆變器及其控制結構、直流側電容組成。本文對串聯(lián)、并聯(lián)變壓器實施不同的磁通控制方式，以分別在整個系統(tǒng)中表現(xiàn)出不同的特性。就串聯(lián)變壓器而言，逆變器向變壓器二次繞組注入可控的基波電流，即：在電網(wǎng)系統(tǒng)正常時，全部注入基波以使變壓器呈現(xiàn)大諧波阻抗；而在電網(wǎng)發(fā)生過流故障時，調節(jié)注入基波大小以呈現(xiàn)大的基波阻抗限制故障電流。就并聯(lián)變壓器而言，一方面針對諧波分量呈現(xiàn)低阻抗以實現(xiàn)更好的濾波效果，另一方面對基波分量呈現(xiàn)可調阻抗完成動態(tài)無功補償[20]。本文對所提的基于磁通補償控制的電能質量控制器進行理論分析，并進行軟件仿真分析，驗證該方案濾除諧波、限制故障電流和動態(tài)補償無功等功能的有效性。

1 電能質量控制器系統(tǒng)結構

圖1為本文提出的基于磁通補償控制的電能質量控制器結構圖，其中：Us為系統(tǒng)電源電壓；Zs為電源的內阻抗；Is為流經(jīng)串聯(lián)變壓器一次側繞組的電流；IL為非線性負載的電流；T1為串聯(lián)線性變壓器，串聯(lián)在非線性負載和電源線路之間；T2為并聯(lián)線性變壓器，與非線性負載相并聯(lián)，其中變壓器鐵心都設計有一定氣隙，以保證始終能夠工作在磁感應強度與磁場強度關系曲線(B-H曲線)的線性段，不發(fā)生磁飽和；Lf1、Lf2均為電壓源型逆變器的輸出濾波電感器；C3、L3分別為3次單調諧無源電力濾波器的電容器、電感器；RL、LL分別為非線性負載中所接電阻器、電感器，即非線性負載為晶閘管相控整流的阻感負載；C為逆變器直流側的電容器，用以提供穩(wěn)定的直流電壓Udc；If1、If2分別為串聯(lián)、并聯(lián)變壓器二次側出逆變器所產(chǎn)生的電流；IT2為并聯(lián)變壓器一次側繞組電流；SPWM為正弦波脈沖寬度調制，sinusoidal pulse width modulation的縮寫。

圖1 基于磁通補償控制的電能質量控制器系統(tǒng)結構Fig.1 Block diagram of the power quality controller based magnetic flux compensation

在系統(tǒng)控制中，根據(jù)檢測到的電流Is、IT2，采用常用的瞬時無功功率理論來提取其中的基波電流信號和諧波電流信號，作為指令電流信號；設計合理的電流跟蹤控制器來跟蹤指令電流信號，對指令信號與實際產(chǎn)生的電流發(fā)生的偏差進行控制，以減小靜態(tài)誤差；再控制電壓源型逆變器，以產(chǎn)生對應的補償電流，分別注入到串聯(lián)變壓器、并聯(lián)變壓器二次側繞組中。從而，串聯(lián)變壓器對基波電流分量呈近似為0的阻抗，且故障時表現(xiàn)為高阻抗以限制故障電流；對諧波電流分量呈勵磁阻抗，起到諧波隔離的作用。并聯(lián)變壓器為諧波電流提供低阻抗通路，對基波分量呈現(xiàn)連續(xù)無級可調的電抗，因而可以實時補償感性無功電流，以提高系統(tǒng)的功率因數(shù)。

同時，為了使電壓源型逆變器直流側電壓穩(wěn)定在設定值，可采用儲能電容通過相應的控制器來調節(jié)直流電壓，以減小穩(wěn)態(tài)誤差[21]。除了這種方法之外，還可以在直流側接蓄電池，通過控制逆變器使電壓穩(wěn)定；或者從電力系統(tǒng)取電，經(jīng)過整流穩(wěn)壓之后得到穩(wěn)定的直流電壓[22-24]。對于直流側電壓控制以及串并聯(lián)部分的功率優(yōu)化配置，本文不做具體贅述，后續(xù)研究將進一步分析，下面簡要分析一下直流電源需要輸送的有功和無功功率。

在電能質量控制器穩(wěn)態(tài)工作的時候，對于不同的工況而言，電網(wǎng)，負載，串、并聯(lián)變換器四者之間的功率潮流是動態(tài)平衡的。其中，串聯(lián)部分有功功率P1和無功功率Q1分別為：

式中：ΔU為變壓器T1端電壓；θΔ為變壓器T1端電壓與Is間的夾角。另外，為了實現(xiàn)串聯(lián)部分的有功功率需求，并聯(lián)部分傳遞有功功率P2和無功功率Q2應分別為：

式中：UL為負載的電壓；θ為負載電壓UL與負載電流IL間的夾角。

理想的控制條件下，不計線路損耗，交流電網(wǎng)輸入有功功率Ps等于負載吸收的有功功率PL，即Ps=PL。結合以上各式，令k=UL/Us，可以得到串聯(lián)和并聯(lián)部分有功功率如下：

P1=(UL-Us)Is=(UL-Us)Ps/Us=

Ps(UL/Us-1)=Ps(k-1)，

P2=UL(ILcos φ-Is)=

PL-PsUL/Us=Ps(1-k).

式中cos φ為功率因數(shù)。

由以上各式可以看出，兩者功率相反。具體來說，若P1為正，串聯(lián)部分輸出有功功率，此時P2為負，并聯(lián)部分輸入有功功率；若P1為負，串聯(lián)部分輸入有功功率，P2為正，并聯(lián)部分輸出有功功率。下面給出一種理想條件下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行的潮流分析圖(如圖2所示，圖中數(shù)值均為標幺值)，圖中：Qs為交流電網(wǎng)輸入無功功率；QL為負載吸收的無功功率；PT為電網(wǎng)線路經(jīng)過串聯(lián)變壓器后傳輸?shù)挠泄β?；i1為串聯(lián)變壓器一次側電流瞬時值；is為Is的瞬時值；ip為主電路有功電流；iLq為流過電能質量控制器并聯(lián)部分的無功電流；Δip為并聯(lián)部分吸收的有功電流；iL-q、iL-p分別為負載電流中的無功分量和有功分量。

圖2 理想條件下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行系統(tǒng)的潮流分析Fig.2 Power flow analysis of steady operation system under ideal conditions

此時，電力系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行(Us等于額定電壓UN，令UN=UL=1.0)，串聯(lián)部分和并聯(lián)部分既不發(fā)出也不吸收有功功率，而并聯(lián)部分提供負載無功功率。

2 工作原理分析

本文所提出的基于磁通補償?shù)碾娔苜|量控制的變壓器和逆變器結構如圖3所示，圖中：AX、ax分別表示變壓器一次側繞組、二次側繞組標號；W1、W2分別為變壓器一次側、二次側繞組的匝數(shù)；u1、u2分別為一次側、二次側的繞組端口電壓瞬時值；M為變壓器一次側與二次側的互感。變壓器設計有氣隙，保證變壓器能夠工作在線性區(qū)間，不會因磁飽和導致勵磁阻抗減小。

圖3 變壓器和逆變器結構框圖Fig.3 Block diagram of transformer and inverter

其中，變壓器可以用如圖4所示的等效T型電路來表示，圖中：R1、R′2分別為變壓器一次側繞組電阻、二次側繞組電阻(折算到一次側)；L1σ、L′2σ分別為變壓器一次側繞組漏感、二次側繞組漏感(折算到一次側)；Z1=R1+jωL1σ為變壓器一次繞組漏阻抗；Z′2=R′2+jωL′2σ為變壓器二次繞組漏阻抗(折算到一次側)；Rm、Lm分別為變壓器鐵心損耗等效電阻、勵磁感抗；Zm=Rm+jωLm為變壓器勵磁阻抗；I1、I′2分別為變壓器等效電路上的一次側繞組電流、二次側繞組電流(折算到一次側)。U1、U′2分別為變壓器一次側電壓、二次側電壓(折算到一次側)；E1為變壓器勵磁電動勢。

圖4 變壓器等效T型電路Fig.4 Equivalent-T circuit of transformer

由圖4所示的變壓器T型等效電路，可以推導得到變壓器電壓方程式如下：

(1)

可通過檢測變壓器一次側繞組電流形成指令電流信號，控制逆變器，以產(chǎn)生跟蹤電流并注入到二次側繞組中，從而使變壓器對不同頻率的電流分量呈現(xiàn)不同的阻抗，實現(xiàn)諧波隔離和無功補償?shù)淖饔肹25]。

2.1 串聯(lián)變壓器控制模式

檢測串聯(lián)變壓器T1一次側繞組流過的電流I1，采用瞬時無功功率理論諧波檢測方法來提取I1中的基波電流信號I1(1)。文中變量符號用下標(1)表示基波信號，用下標(n)表示n次諧波信號。注入到變壓器二次側繞組的電流控制方程式為

I′2=-αI1(1)，

(2)

式中α為基波電流控制系數(shù)。

聯(lián)立式(1)、(2)，針對一次側繞組基波分量而言，可以推導得到變壓器一次側繞組接入到系統(tǒng)中的基波等效阻抗ZAX(1)，

ZAX(1)=U1(1)/I1(1)=Z1+(1-α)Zm.

(3)

如果α=1+Z1/Zm，ZAX(1)=0。但是考慮到系統(tǒng)控制的穩(wěn)定性問題，為保證系統(tǒng)能穩(wěn)定運行，本文取α=1，此時基波等效阻抗

ZAX(1)=Z1.

(4)

式(2)中，當注入到二次側的諧波電流分量為0時，就諧波分量而言，變壓器二次側繞組處于開路狀態(tài)。同時，結合式(1)、(2)可知，變壓器二次側繞組接入到系統(tǒng)中的諧波等效阻抗

ZAX(n)=U1(n)/I1(n)=Z1+Zm.

(5)

分析式(4)、(5)可知，串聯(lián)變壓器所呈現(xiàn)的阻抗特性為：對基波電流分量呈現(xiàn)很小的一次側繞組漏抗，其近似為0；對諧波電流分量呈現(xiàn)很大的勵磁阻抗(Z1?Zm)。因此，串聯(lián)變壓器能夠利用很大的諧波阻抗來隔離諧波，使非線性負載所產(chǎn)生的諧波電流不流進電源側，并且對基波電流分量不產(chǎn)生任何影響。

然而，當電力系統(tǒng)出現(xiàn)過電流故障時，串聯(lián)變壓器能夠發(fā)揮故障限流器(fault current limiter，F(xiàn)CL)的作用。α能夠在控制系統(tǒng)穩(wěn)定條件下通過控制系統(tǒng)進行調節(jié)，使得變壓器一次繞組呈現(xiàn)連續(xù)可調的阻抗，且當α<0時，該阻抗非常高。根據(jù)式(3)可知，變壓器一次繞組等效阻抗與控制系數(shù)α成反比，具體關系見表1。因此，控制參數(shù)設定為α<0時，串聯(lián)變壓器阻抗

ZFCL≈ZAX(1)=Z1+(1-α)Zm≥Z1+Zm，

(6)

發(fā)揮了故障電流限制器的作用。

表1 控制系數(shù)與等效阻抗的關系Tab.1 Relationship between the equivalent impedance and control coefficients

根據(jù)以上分析串聯(lián)變壓器的控制模式，總的來說，由式(4)、(5)、(6)可知，該電能質量控制器的串聯(lián)變壓器一次繞組的等效阻抗特性可歸納為：

a)對于基波分量，基波電流系數(shù)α=-1，等效阻抗等于變壓器漏抗，近似為0。

b)當電力系統(tǒng)發(fā)生過電流故障時，串聯(lián)變壓器會出現(xiàn)α<0的高阻抗，起到故障限流的作用。

c)串聯(lián)變壓器對諧波電流具有很高的勵磁阻抗，起到諧波隔離器的作用。

因此，該電能質量控制器的串聯(lián)變壓器模塊能在不影響電力系統(tǒng)正常運行的情況下，抑制諧波電流，同時在系統(tǒng)發(fā)生過流故障時起到故障限流器的作用。

2.2 并聯(lián)變壓器控制模式

提取并聯(lián)變壓器T2的一次側繞組電流i1中的諧波分量和基波分量，利用電壓源型逆變器向并聯(lián)變壓器二次側繞組注入補償電流i2(瞬時值)且滿足

i2=-k1∑i1(n)-k2i1(1).

(7)

式中：k1為諧波控制系數(shù)；k2為基波控制系數(shù)。

同理，從AX端看，并聯(lián)變壓器n次諧波電壓方程為

(8)

若k1滿足諧波補償條件為k1=1，并聯(lián)變壓器對諧波電流等效阻抗

ZAX(n)=Z1，

(9)

Z1可以忽略不計，對諧波電流呈現(xiàn)近似為0的阻抗。另外，變壓器基波電壓方程為

(10)

則并聯(lián)變壓器對基波等效阻抗

ZAX(1)=U1(1)/I1(1)=Z1(1)+(1-k2)Zm(1).

(11)

由式(11)可以得到變壓器對基波等效阻抗ZAX(1)與基波控制系數(shù)k2之間的關系如圖5所示。

圖5 并聯(lián)變壓器基波等效阻抗與基波控制系數(shù)的關系Fig.5 Relationship between the equivalent impedance and control coefficients of shunt transformer fundamental wave

由圖5可知，通過實時調節(jié)基波控制系數(shù)k2的大小，就能實現(xiàn)并聯(lián)變壓器對基波電流呈現(xiàn)連續(xù)無級可調的阻抗，以補償電力系統(tǒng)的無功功率。

因此，并聯(lián)變壓器的阻抗特性表現(xiàn)為：對諧波電流分量呈現(xiàn)近似為0的漏抗，起到提供諧波通路的作用；對基波電流呈現(xiàn)連續(xù)無級可調的阻抗，通過調節(jié)基波控制系數(shù)可補償系統(tǒng)的無功功率。

3 系統(tǒng)等效電路與穩(wěn)定性分析

在分析完串聯(lián)變壓器和并聯(lián)變壓器的控制模式之后，將整個電路按照基波和諧波分量化為等效電路，分析所提出的基于磁通補償電能質量控制器的工作原理，以及進行穩(wěn)定性分析。

3.1 諧波分量等效電路

圖6為系統(tǒng)的諧波等效電路圖，圖中：Ush為系統(tǒng)電源背景諧波電壓，本文暫不考慮此種因素，忽略背景諧波電壓；Zsh、ZT1,h、ZT2,h分別為系統(tǒng)內諧波阻抗、串聯(lián)變壓器等效諧波阻抗、并聯(lián)變壓器等效諧波阻抗；Ish、IT2,h、ILh分別為流經(jīng)電源諧波電流、并聯(lián)變壓器中諧波電流、阻感負載產(chǎn)生的諧波電流；ZPPF為無源電力濾波器阻抗。

圖6 諧波等效電路Fig.6 Harmonic equivalent circuit

根據(jù)該諧波等效電路，可以得到

(12)

3.2 基波分量等效電路

根據(jù)前面串聯(lián)變壓器和并聯(lián)變壓器的不同控制模式分析可知，ZT1,h?ZT2,h，則Ish≈0。并且，相對于利用無源電力濾波器提供低阻抗通路來說，這種采用并聯(lián)變壓器的方式對所有次諧波都能夠呈現(xiàn)低阻抗，效果更好。

圖7為系統(tǒng)的基波等效電路圖，圖中：Usf為系統(tǒng)電源基波電壓；Zsf、ZT1,f、ZT2,f分別為系統(tǒng)內基波阻抗、串聯(lián)變壓器等效基波阻抗、并聯(lián)變壓器無級可調基波阻抗；Isf、IT2,f、ILf分別為流經(jīng)電源基波電流、并聯(lián)變壓器中基波電流、負載基波電流；ZPPF,f為無源電力濾波器的基波阻抗。

圖7 基波等效電路Fig.7 Fundamental wave equivalent circuit

根據(jù)該基波等效電路，可以得到

(13)

通過無級連續(xù)調節(jié)IT2,f即可對電流Isf進行控制，配合無源電力濾波器，動態(tài)補償無功功率。

3.3 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

該電能質量控制器應用于實際系統(tǒng)中治理電能質量時，應當首先滿足穩(wěn)定性的要求，所以需要推導出該電能質量控制器模型分析的穩(wěn)定性條件。

根據(jù)前面對串并聯(lián)APF控制的具體分析可知，盡管兩者檢測的電流分量以及注入到變壓器二次側電流不一致，但是兩者本質上是相同的，都是通過檢測變壓器一次側繞組電流，注入補償電流到變壓器二次側。因此，本文對該控制模式的APF進行穩(wěn)定性分析，得到如圖8所示的電能質量控制器結構框圖。圖8中：檢測延時表示為一階慣性環(huán)節(jié)Gdi(s)=1/(sTd+1)，s為拉普拉斯算子，Td為采樣周期；PI調節(jié)器的傳遞函數(shù)GPI(s)=kp+ki/s，kp、ki為PI調節(jié)參數(shù)；GPWM為驅動及逆變環(huán)節(jié)的等效傳遞函數(shù)；kT、Lf分別為變壓器變比、逆變環(huán)節(jié)輸出濾波器電感值；K為控制系數(shù)，對于控制系數(shù)α、k1、k2，在控制系統(tǒng)穩(wěn)定分析時用K統(tǒng)一表示。

考慮0.5個采樣周期的開關延時，則GPWM(s)=KPWM/(0.5sTd+1)，KPWM為驅動及逆變環(huán)節(jié)的增益?？紤]到系統(tǒng)開關頻率很高，載波周期Td很小，所以可將(0.5sTd+1)(sTd+1)≈1.5sTd+1。整合PI參數(shù)、KPWM系數(shù)以及傳感器比例系數(shù)，令k′p=kpKPWMkd，k′i=kiKPWMkd，kd為電流傳感器增益。簡化后的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)

(14)

由于在變壓器等效電路中漏阻抗遠小于勵磁阻抗，即Z1?Zm、Z′2?Zm，且令k′p/k′i=Lm/Rm，k′=(k′ps+k′i)/Zm，所以可以對式(14)中的開環(huán)傳遞函數(shù)進一步化簡。系統(tǒng)特征方程為1+Gopen(s)=0，具體為

可以寫成a0s3+a1s2+a2s+a3=0，式中：

根據(jù)Routh判據(jù)可知，系統(tǒng)穩(wěn)定條件為特征方程系數(shù)ai>0(i=0,1,2,3)，且a1a2>a0a3。顯然，前一個條件都能夠滿足，后者條件如下：

由上式可知，當滿足以上條件時，電能質量控制器系統(tǒng)是穩(wěn)定的。

4 仿真實驗與分析

為了驗證所提出的基于磁通補償?shù)碾娔苜|量控制器的原理分析，在電路仿真軟件PISM 9.0中建立了如圖1所示的電路仿真模型。系統(tǒng)電源等效為110 V電壓源和1個電感器串聯(lián)，頻率為50 Hz；串并聯(lián)變壓器變比均設置為1∶1；串聯(lián)變壓器短路阻抗為0.056 Ω，勵磁阻抗為6.58 Ω；并聯(lián)變壓器短路阻抗為0.089 Ω，勵磁阻抗為10.48 Ω；系統(tǒng)無源支路為3次諧振型LC濾波器，其中C3的電容值C3=1 200 μF，L3的電感值L3=0.939 2 mH；串聯(lián)有源濾波基波控制系數(shù)α為-1；并聯(lián)有源濾波基波控制系數(shù)k1為-1，諧波控制系數(shù)k2連續(xù)可調；諧波負載選用接有阻感型負載的二極管不控全橋整流電路。

圖8 該電能質量控制器的結構控制框圖Fig.8 Control block diagram of the proposed power quality controller

由于本文側重點在于電能質量功能的實現(xiàn)，為了便于簡化分析以及減少文章篇幅，本文將不涉及串并聯(lián)電能質量裝置的功率流優(yōu)化配置，逆變器直流側母線電壓直接選用直流電源代替，具體串并聯(lián)之間的有功、無功功率推導與仿真數(shù)據(jù)在后續(xù)文章中進行詳細闡述。

根據(jù)所設計參數(shù)，利用PSIM軟件搭建好仿真電路，對本文提出的基于磁通補償電能質量控制器進行仿真實驗驗證。

4.1 諧波隔離功能驗證

在未接入該電能質量控制器和無源電力濾波器時，電源電路中流過的負載電流和電源電壓的仿真波形如圖9所示，功率因數(shù)為0.904(感性)，負載電流畸變率為45.35%。

圖9 未接入電能質量控制器時電壓、電流波形Fig.9 Voltage and current waveforms without the proposed power quality controller

為了能夠更加清晰地體現(xiàn)本文提出的電能質量控制器相對于常規(guī)的磁通補償型串聯(lián)或并聯(lián)APF在諧波抑制功能上的優(yōu)勢，本文在參數(shù)相同的情況下，分別進行了4種情況對比仿真分析，這4種情況分別為基于基波磁通補償?shù)拇?lián)型APF、基于諧波磁通補償?shù)牟⒙?lián)型APF、不含無源濾波支路的本文所提電能質量控制器，以及本文提出的磁通補償串并聯(lián)型電能質量控制器。觀察這4種濾波方案濾波之后電源電流Is和負載電流IL的波形，并且對其進行快速傅里葉變換(fast Fourier transform，F(xiàn)FT)量化分析，濾波效果以及FFT分析分別如圖10(a)—(d)所示。相對于在諧波抑制之前電源電流的總諧波畸變率45.35%，圖10中這4種方案濾波后電源電流總諧波畸變率分別為2.78%、3.47%、1.47%和0.50%。

對比FFT分析得到的數(shù)據(jù)可知，本文提出的串并聯(lián)型電能質量控制器能夠達到最好的濾波效果，不含無源濾波支路的本文所提電能質量控制器的濾波效果次之，其后分別是基于磁通補償?shù)拇?lián)型APF和并聯(lián)型APF。這是因為在本文所提出的磁通補償?shù)拇⒙?lián)型電能質量控制器中，串聯(lián)部分對所有次諧波呈現(xiàn)高阻抗，并聯(lián)部分對所有次諧波呈現(xiàn)低阻抗，從而優(yōu)化了常規(guī)的基于磁通補償?shù)拇?lián)型APF和并聯(lián)型APF的濾波效果。即本文方案解決了基于磁通補償?shù)拇?lián)型APF需要無源濾波支路提供低阻抗通路時不能對所有次諧波呈現(xiàn)低阻抗的問題，同時解決了基于磁通補償?shù)牟⒙?lián)型APF濾波效果在很大程度上取決于電網(wǎng)系統(tǒng)內阻抗大小的問題。

圖10 4種不同情況濾波效果對比Fig.10 Filtering effect comparisons of four different harmonic suppression methods

另外，比較圖10(c)與圖10(a)、(b)的FFT頻譜圖3次以上諧波含量可知，本文方案能夠對所有高次諧波呈現(xiàn)低阻抗，實現(xiàn)了所有次諧波的濾波，盡管不含單調諧無源濾波支路，依舊取得了非常好的濾波效果；比較圖10(c)與圖10(d)的FFT頻譜圖可知，圖10(c)中Is的3次諧波含量大于圖10(d)中Is的3次諧波含量，這是由于后者含有3次單調諧無源濾波支路，對3次諧波分量阻抗近似為0。對于無源濾波支路需要補充說明的是，本文引入3次諧波無源電力濾波器不僅僅是為了提高濾波效果，更多的是配合并聯(lián)APF的基波阻抗，綜合實現(xiàn)無功功率的補償作用。

4.2 故障電流限制功能驗證

在仿真過程中時間為25.0 s時設置系統(tǒng)發(fā)生過流故障，該串并聯(lián)型電能質量控制器在時間26.0 s時起故障限流器的作用，串聯(lián)變壓器的基本電流控制系數(shù)α設為0.5，即串聯(lián)變壓器的一次繞組阻抗表現(xiàn)出非常高的阻抗，以限制系統(tǒng)故障電流。圖11顯示了該電能質量控制器在故障限流器狀態(tài)下工作時的電流波形。在時間25.0 s時故障發(fā)生，導致系統(tǒng)電流迅速增加。然后，在時間26.0 s時，通過調節(jié)串聯(lián)變壓器一次繞組基波阻抗，系統(tǒng)電流被限制在安全水平。

圖11 發(fā)揮故障限流器作用時限流效果波形圖Fig.11 Current limiting waveforms with FCL

4.3 無功補償功能驗證

基波控制系數(shù)k2取0、0.66、0.8這3種情況下的系統(tǒng)電壓和電源電流的波形如圖12所示。通過計算分析可知，這3種情況下的功率因數(shù)分別為0.895(容性)、0.998(感性，接近單位功率因數(shù))、0.908(感性)。接入電能質量控制器前，功率因數(shù)為0.904，接入電能質量控制器后功率因數(shù)為0.998(k2=0.66)，與接入前相比，功率因數(shù)有了很好的改善；因此，通過調節(jié)并聯(lián)變壓器控制系統(tǒng)中的基波控制系數(shù)k2，可以無級連續(xù)調節(jié)無功功率。

圖12 不同基波控制系數(shù)下無功補償效果(k2=0；k2=0.66；k2=0.8)Fig.12 Reactive power compensation effects under different fundamental wave control coefficients(k2=0; k2=0.66; k2=0.8)

5 結論

本文提出了一種基于磁通補償?shù)拇⒙?lián)型電能質量控制器，能夠有效抑制諧波，實時補償系統(tǒng)無功功率以及發(fā)揮故障電流限制器的作用。通過分析該串并聯(lián)型電能質量控制器原理、等效電路、控制系統(tǒng)穩(wěn)定性以及仿真實驗結果，可以得出如下結論：

a)本文所提的基于磁通補償?shù)拇⒙?lián)型電能質量控制濾波效果更優(yōu)。相對于基波磁通補償?shù)拇?lián)APF通過無源濾波支路提供低阻抗濾波，以及諧波磁通補償?shù)牟⒙?lián)APF提供諧波低阻抗通路濾波這2種常規(guī)方案而言，本方案解決了前者無源濾波支路不能對所有諧波分量呈現(xiàn)低阻抗通路，以及后者濾波效果受電網(wǎng)內阻抗影響的問題。

b)該電能質量控制器兼具故障電流限制器的功能，在系統(tǒng)發(fā)生故障過電流時，能夠通過控制串聯(lián)變壓器一次繞組呈現(xiàn)高的基波阻抗特性來限制過電流。

c)通過配合并聯(lián)的無源電力濾波器阻抗，調節(jié)并聯(lián)變壓器接入的基波阻抗，該電能質量控制器能夠有效實現(xiàn)無功功率動態(tài)調節(jié)性能。