何婷婷,李少甫,唐家軒,唐穎穎,余蔣平

(西南科技大學(xué) 信息工程學(xué)院,四川 綿陽(yáng) 621010)

近年來太赫茲科學(xué)技術(shù)作為一個(gè)新興的交叉學(xué)科和研究熱點(diǎn)受到眾多學(xué)者的廣泛關(guān)注,隨著太赫茲技術(shù)的快速發(fā)展,各類太赫茲電路的應(yīng)用需求也得到大幅度提升。

太赫茲技術(shù)研究的重要內(nèi)容之一是電磁信號(hào)在不同媒介之間的轉(zhuǎn)換,目前太赫茲固態(tài)器件中常見的信號(hào)轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)有微帶線到懸置微帶線過渡、波導(dǎo)到懸置微帶線過渡等。2019年,牛赫一等[1]設(shè)計(jì)的微帶線-懸置微帶線過渡電路,利用“V 型開槽地”結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)了微帶線到懸置微帶線信號(hào)的過渡轉(zhuǎn)換,0～40 GHz頻率范圍內(nèi)回波損耗優(yōu)于15 dB。2018年,林元根等[2]設(shè)計(jì)的180 GHz懸置微帶線到波導(dǎo)過渡,回波損耗優(yōu)于20 dB。2019年張運(yùn)傳等[3]設(shè)計(jì)了可應(yīng)用于汽車防撞雷達(dá)收發(fā)前端測(cè)量的V 波段微帶-波導(dǎo)過渡。2012年電子科技大學(xué)利用扇形階躍阻抗匹配電路設(shè)計(jì)了一種220 GHz大氣窗下波導(dǎo)到懸置微帶新型過渡電路,200～240 GHz頻率范圍內(nèi)S11小于-15 dB[4]。可見近年來太赫茲電路中的過渡結(jié)構(gòu)成為研究熱點(diǎn)[5],但是目前研究的頻段主要集中在太赫茲低頻段。

對(duì)于空間中的電磁信號(hào),通常使用單獨(dú)的口徑天線接收并利用波導(dǎo)法蘭接入過渡電路[6]。然而太赫茲高頻段信號(hào)功率較小,并且相應(yīng)的器件電路尺寸在毫米量級(jí),這樣的接入方式使信號(hào)損耗較大,因此限制了應(yīng)用范圍。

基于測(cè)量回旋管信號(hào)(1 THz,帶寬50 GHz)頻率的相關(guān)項(xiàng)目需求,本研究設(shè)計(jì)了一種將空間中的太赫茲信號(hào)接收后以最大效率耦合到懸置微帶線電路中的過渡結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)采用E面探針耦合形式實(shí)現(xiàn)懸置微帶線到E面喇叭天線信號(hào)的傳輸,并使信號(hào)以最大效率輻射到空間中。由于模型具有互易性,同時(shí)可用作接收太赫茲信號(hào),將空間中的信號(hào)耦合到傳輸線上。這種電路的應(yīng)用從一定程度上提高了信號(hào)的轉(zhuǎn)換效率。

1 過渡結(jié)構(gòu)理論分析

1.1 懸置微帶線理論分析

懸置微帶線由金屬屏蔽腔、介質(zhì)基片和金屬傳輸線構(gòu)成,這種傳輸線通過改變基片厚度和空氣腔高度等參數(shù)來改變特征阻抗,從而減少信號(hào)傳輸時(shí)的損耗。由于懸置微帶線附近被激勵(lì)起來的高次模具有電抗性,通常在探針后加一段傳輸線進(jìn)行阻抗匹配[7]。最初設(shè)計(jì)懸置微帶線尺寸時(shí),需要考慮信號(hào)傳輸是否能抑制高次模,保證主模傳輸。傳輸線截止頻率定義式為:

式中:a1,b1分別為懸置微帶線腔體寬度和高度;h為介質(zhì)基片厚度;εr為介質(zhì)基片的相對(duì)介電常數(shù)。當(dāng)工作頻率大于fc時(shí),傳輸線中會(huì)產(chǎn)生高次模,由式(1)可知,截止頻率fc和傳輸線的尺寸、介質(zhì)基片選用的材料有關(guān),因此在設(shè)計(jì)時(shí),通常改變對(duì)應(yīng)的參數(shù)保證傳輸線中只有一個(gè)模式傳播(準(zhǔn)TEM 模)。

2.2 波導(dǎo)-懸置微帶線過渡電路設(shè)計(jì)

過渡模型的設(shè)計(jì)目標(biāo)是信號(hào)在傳輸線和矩形波導(dǎo)之間實(shí)現(xiàn)最大效率的電場(chǎng)能量傳輸,通常利用在懸置微帶線和矩形波導(dǎo)交集部分設(shè)計(jì)優(yōu)良的阻抗匹配來實(shí)現(xiàn),而阻抗匹配又可依靠設(shè)計(jì)過渡模塊的物理結(jié)構(gòu)來完成。波導(dǎo)-懸置微帶線過渡常用的結(jié)構(gòu)有兩種,E面探針耦合(介質(zhì)面平行于波導(dǎo)傳輸方向)和H面探針耦合(介質(zhì)面垂直于波導(dǎo)傳輸方向)。為了避免懸置微帶線上下腔體結(jié)構(gòu)的靈活設(shè)計(jì)對(duì)電磁場(chǎng)信號(hào)傳輸產(chǎn)生影響,增加額外損耗,綜合考慮,本次設(shè)計(jì)選用E面探針耦合。

波導(dǎo)-懸置微帶線過渡結(jié)構(gòu)示意圖如圖1,由文獻(xiàn)[8]設(shè)計(jì)可知探針中心距離矩形波導(dǎo)短路面四分之一處電場(chǎng)能量最大,因此在本次設(shè)計(jì)中使L=λg/4(λg為波導(dǎo)波長(zhǎng))。模型中懸置微帶線垂直穿過波導(dǎo),在波導(dǎo)的另外一端形成接地結(jié)構(gòu),設(shè)計(jì)這種結(jié)構(gòu)主要是因?yàn)槟Ｐ偷膽?yīng)用背景是太赫茲混頻器研究,接地端充當(dāng)二極管直流分量的接地回路,防止中頻信號(hào)溢出而損壞其他器件[9],這種結(jié)構(gòu)在其他太赫茲電路中同樣適用。

圖1 懸置微帶線-波導(dǎo)E面探針結(jié)構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of suspended microstrip line-waveguide E-plane probe structure

1.3 E面喇叭天線設(shè)計(jì)

各類天線中喇叭天線具有較高的增益、較好的頻率特性、較大的功率容量以及結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單等特點(diǎn),矩形喇叭天線通常有H 面喇叭、E面喇叭和角錐喇叭。本次設(shè)計(jì)為了將天線和懸置微帶線模型共同嵌入金屬腔體中,并且考慮方便加工、成本較低,最終選擇E面喇叭天線結(jié)構(gòu)(圖2)。

喇叭天線的矩形波導(dǎo)部分傳輸TE10模式,當(dāng)波導(dǎo)擴(kuò)展到喇叭模塊時(shí),電磁場(chǎng)矢量方向?qū)l(fā)生改變,導(dǎo)致E面喇叭天線的阻抗理論分析變得復(fù)雜。引起天線失配的主要原因有:(1)喇叭天線后面上電磁場(chǎng)的反射,反射的強(qiáng)弱與喇叭的口徑尺寸、張角、長(zhǎng)度等有關(guān);(2)喇叭天線與波導(dǎo)連接處的信號(hào)反射。天線在進(jìn)行阻抗匹配時(shí)可從喇叭口面以及頸部入手,其中頸部阻抗匹配與常見的饋線匹配方式相同[10-11]。在后續(xù)總體模型設(shè)計(jì)中結(jié)合窗釘?shù)酿侂娝枷?將懸置微帶線與喇叭天線模塊結(jié)合了起來,在前期設(shè)計(jì)時(shí)先單獨(dú)仿真天線模塊。

圖2 E面喇叭天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.2 Schematic diagram of E-side horn antenna structure

為了得到最佳增益天線,E面喇叭滿足:

式中:λ 為工作波長(zhǎng);C(x)和S(x)為菲涅爾積分函數(shù)。E面喇叭天線最佳天線效率η=0.64。最優(yōu)E面喇叭對(duì)應(yīng)的最大相位參數(shù)s為:

2 軟件仿真設(shè)計(jì)

2.1 懸置微帶線-矩形波導(dǎo)過渡電路

單獨(dú)對(duì)懸置微帶線模型進(jìn)行多次仿真時(shí),發(fā)現(xiàn)屏蔽腔尺寸在幾微米范圍內(nèi)變化,對(duì)傳輸?shù)腟 參數(shù)造成的影響極小。因此實(shí)物裝配時(shí)能讓介質(zhì)基片與模型更好地契合,將懸置微帶線的金屬屏蔽腔下腔體左右兩邊分別縮進(jìn)5 μm。根據(jù)公式(1)計(jì)算得出fc=1.3 THz,并利用HFSS仿真驗(yàn)證了傳輸線滿足單模傳輸。

波導(dǎo)-懸置微帶線模型中,波導(dǎo)選用WR0.8標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo),腔體材料選用電導(dǎo)率為5.8×107S/m 的金屬銅,波導(dǎo)內(nèi)壁涂一層金屬金,結(jié)合目前加工工藝將表面粗糙度設(shè)置為4μm。懸置微帶線中介質(zhì)基片選用石英基片,過渡結(jié)構(gòu)如圖3。值得注意的是波導(dǎo)壁上開的窗口要足夠小,以避免擾亂波導(dǎo)中的場(chǎng)分布,設(shè)計(jì)時(shí)窗口選在波導(dǎo)a 邊的中心位置,波導(dǎo)短路面距離探針中心位置L=0.625 mm。由于高頻段出現(xiàn)偏差較大,仿真優(yōu)化時(shí)在初值范圍附近修改參數(shù),進(jìn)行反復(fù)優(yōu)化以達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)。

圖3 波導(dǎo)-懸置微帶線結(jié)構(gòu)Fig.3 Waveguide-suspended microstrip line structure

2.2 E面喇叭天線

喇叭天線的工作原理為輸入電磁波通過模式激勵(lì),傳輸?shù)竭_(dá)口面,形成口面場(chǎng)后并向空間輻射,在輻射區(qū)干涉疊加形成輻射場(chǎng)在空間分布。結(jié)合設(shè)計(jì)需求,令本次研究的天線增益G=15 dB,工作頻率為1 THz,矩形波導(dǎo)選用WR0.8(0.922～1.4 THz),結(jié)合式(2)-(4),利用Matlab工具可計(jì)算出天線對(duì)應(yīng)的尺寸,仿真優(yōu)化之后的尺寸如表1所示。

表1 1 THz E面喇叭天線尺寸Tab.1 Dimensions of 1 THz E-side horn antenna

HFSS軟件中天線的仿真模型如圖4所示。為了盡可能使仿真結(jié)果接近真實(shí)情況,在HFSS軟件中仿真時(shí),將喇叭天線內(nèi)壁設(shè)置為金屬金材料,表面粗糙度同樣設(shè)置為4μm。由于將來應(yīng)用時(shí)將喇叭天線內(nèi)嵌到金屬腔體中,因此只在天線的口面位置設(shè)置了空氣盒子。

圖4 E面喇叭天線模型Fig.4 Model of E-side horn antenna

S 參數(shù)仿真時(shí),回波損耗通常要求小于-20 dB,插入損耗大于-3 dB。喇叭天線效率確定的情況下,天線增益和口徑B 成正比,仿真過程中發(fā)現(xiàn)天線口徑如果過大,方向圖中波束將會(huì)變窄、波瓣增多。經(jīng)過反復(fù)仿真優(yōu)化,最終得到最佳S 參數(shù)圖(圖5)。0.922～1.4 THz頻率范圍內(nèi),S11整體小于-20 dB,當(dāng)頻率為1 THz時(shí),S11接近-23 dB,仿真結(jié)果較好。

圖5 E面喇叭天線S 11參數(shù)圖Fig.5 E-plane horn antenna S 11 parameter diagram

2.3 懸置微帶線-喇叭天線過渡電路

兩個(gè)模型性能仿真優(yōu)化到最佳后,在HFSS中聯(lián)合仿真優(yōu)化。起初運(yùn)行時(shí)仿真結(jié)果較差,通過對(duì)模型中的關(guān)鍵物理尺寸進(jìn)行調(diào)整,多次迭代優(yōu)化后的結(jié)構(gòu)如圖6所示。懸置微帶線端設(shè)置信號(hào)激勵(lì),通過過渡結(jié)構(gòu)將信號(hào)以最大效率耦合到天線中并向空間輻射,由天線互易性質(zhì)可知,該模型也可作為太赫茲接收天線使用。其次天線的口徑尺寸還可以根據(jù)需要接收的信號(hào)能量大小進(jìn)行靈活調(diào)整。

圖6 懸置微帶線-喇叭天線過渡模型Fig.6 Transition model of suspended microstrip line-horn antenna

S參數(shù)圖中(圖7)當(dāng)頻率為1 THz時(shí),S11等于-23 dB,在0.96～1.06 THz范圍內(nèi)S11小于-10 dB,帶寬接近100 GHz,實(shí)現(xiàn)了寬帶頻率特性,滿足項(xiàng)目中接收50 GHz帶寬信號(hào)源的設(shè)計(jì)要求。由于增加了過渡模塊信號(hào)耦合傳輸損耗,此時(shí)天線的增益降為14 dB,但天線的方向性依然保持較好。天線的2D和3D輻射方向圖如圖8所示,天線的極化方式為線極化,圖8(b)中交叉極化的值為-30 dB。

圖7 模型S 11參數(shù)圖Fig.7 Model S 11 parameter diagram

3 仿真結(jié)果容差分析

工作頻率越高,電路尺寸越小,在毫米級(jí)電路中微米級(jí)別的尺寸變化都可能對(duì)電路性能產(chǎn)生影響。根據(jù)盡可能減小裝配誤差的原則,模型加工時(shí)以懸置微帶線上腔體面為平面進(jìn)行切割,分為上下兩部分。在加工之前基于模型的實(shí)用性對(duì)該部分裝配誤差進(jìn)行容差分析,結(jié)果如圖9所示,分別為上下腔體裝配時(shí)y軸方向和x軸方向偏移所引起的過渡結(jié)構(gòu)S11的變化。

圖8 天線輻射方向圖Fig.8 Antenna radiation pattern

圖9 電路裝配偏移容差分析Fig.9 Circuit assembly offset tolerance analysis

由圖9可知,y 方向上裝配誤差對(duì)電路性能的影響相較于x方向要更大一些,這是因?yàn)閥 方向裝配時(shí)左右偏移引起部分懸置微帶線上下腔體高度發(fā)生變化,從而導(dǎo)致電路阻抗改變。y 方向上左右偏移20μm 范圍內(nèi)引起的誤差可以接受。這對(duì)現(xiàn)階段裝配工藝提出了較高的要求,腔體設(shè)計(jì)時(shí),可參考上述得出的結(jié)論在電路中合適的位置增加定位梢以進(jìn)一步提高裝配精度。

4 結(jié)論

本文針對(duì)電磁信號(hào)在不同媒介之間高效率轉(zhuǎn)換問題設(shè)計(jì)了一種新型的懸置微帶線-喇叭天線過渡結(jié)構(gòu)。利用HFSS軟件對(duì)模型進(jìn)行仿真優(yōu)化,在0.96～1.06 THz頻率范圍內(nèi),回波損耗優(yōu)于10 dB,天線增益接近14 dB。實(shí)驗(yàn)表明電路中的信號(hào)能以較低損耗輻射到空間中去(空間中的信號(hào)能高效率地耦合到電路中),一定程度上提高了信號(hào)轉(zhuǎn)換的效率。結(jié)合目前加工工藝可實(shí)現(xiàn)的條件下對(duì)模型的裝配誤差進(jìn)行了容差分析,這為將來電路腔體設(shè)計(jì)提供了理論參考。