嚴 冬,郭保倉,潘帥宇,杜培勛,杭 銳

(重慶郵電大學 自動化學院,重慶 400065)

近些年來無線通信技術發(fā)展迅速,現(xiàn)代通信終端朝著小型化、便攜化、多功能化方向發(fā)展[1]。為滿足通信終端的小型化,射頻前端的集成化設計顯得尤為重要,濾波器和天線作為射頻前端最重要的兩部分,將二者集成化設計成為研究的重點和熱點[2]。

在傳統(tǒng)的通信系統(tǒng)中,濾波器和天線通常被單獨設計,天線與濾波器級聯(lián)時,需要附加額外的阻抗匹配網(wǎng)絡,這種設計在提高系統(tǒng)整體通信性能方面存在很大的局限性。在專用微帶濾波器基礎上去設計天線,使濾波器和天線融為一體成為濾波天線,這樣天線既具有輻射功能又具有濾波功能。文獻[3]利用發(fā)夾型諧振器設計了一款三階帶通濾波器,在此基礎上打開一個端口,去掉第三階諧振器,將單極子天線代替第三階諧振器位置,組合成濾波天線。雖然從仿真測試圖可以看出該天線在通帶內增益變化平緩,但是該濾波天線沒有明顯的傳輸零點,天線帶外增益滾降緩慢。在文獻[4]中,作者從SIW 腔體濾波器出發(fā),在第二階諧振器之上放置雙縫隙天線,實現(xiàn)天線的耦合輻射。雖然該天線具有良好的濾波功能,但是SIW 腔體濾波器結構制作復雜,采用多層結構,加工難度大,制作成本較高。

本文在傳統(tǒng)的λg/2型SIR的基礎上,通過在其中心加載開路枝節(jié),研究設計了一款雙模諧振器,并采用臨近縫隙耦合饋電方法,將諧振器進行耦合,設計出一款雙頻微帶帶通濾波器,覆蓋2.39～2.55 GHz和5.13～5.36 GHz兩個頻段,最小插入損耗為0.96 dB和1.16 dB,最小反射系數(shù)為-25.8 dB和-18.6 dB。濾波器的最終尺寸為25 mm×23.7 mm。在此基礎上,將天線作為濾波器的第三階諧振器,實現(xiàn)濾波天線的結構設計,覆蓋2.39～2.49 GHz和5.11～5.36 GHz兩個頻段,兩個通帶內的最大增益分別為3.5 dBi和2.7 dBi,最小反射系數(shù)為-14.7 dB 和-18.7 dB。濾波天線的最終尺寸為29.2 mm×28.7 mm。該雙頻微帶濾波器和濾波天線結構簡單,加工制作方便,具有良好的增益效果和對外輻射性,在工程設計中具有一定的應用價值。

1 開路枝節(jié)加載SIR的結構與諧振特性

如圖1所示,在傳統(tǒng)λg/2型SIR的基礎上,通過中心加載開路枝節(jié)的方式,構造了一款新型諧振器。從圖1可以看出,開路枝節(jié)加載的SIR是一種對稱結構,且關于對稱面L_L’成左右對稱,圖中Z1、Z2、Z3為微帶線的阻抗;θ1、θ2、θ3為三段微帶線的電長度。

圖1 開路枝節(jié)加載階梯阻抗諧振器Fig.1 Open stub load step impedance resonator

根據(jù)奇偶模的相關理論可知,當開路枝節(jié)加載的SIR處在奇模激勵條件下,對稱面等效于一個電壁[5],可以將其看作是一個短路面,其相應的等效電路圖可以簡化為圖2(a);當開路枝節(jié)加載的SIR處在偶模激勵條件下,對稱面等效于一個磁壁,可以當作是一個開路面,其相應的等效電路圖可以簡化為圖2(b)。

圖2 開路枝節(jié)加載SIR等效電路圖Fig.2 SIR equivalent circuit diagram of open branch loading

為了更好地了解開路枝節(jié)加載SIR 的諧振特性,利用奇偶模理論分析兩種不同激勵模式下其等效電路的阻抗。在奇模等效電路中,輸入阻抗Zin-odd為從開路面向右看進去的阻抗,導納為Yin-odd,數(shù)學表達式為:

當Yin-odd=0時,諧振器處于諧振狀態(tài),此時式(2)中分子應為0,可以得到:

由式(3)化簡得到Z1和Z2的阻抗比RZ1:

從式(4)可以看出諧振器的阻抗比RZ1、電長度θ1、θ2都可對開路枝節(jié)加載SIR產(chǎn)生影響。

諧振器在偶模激勵作用下時,輸入阻抗Zin-even為從左邊開路面向右看進去的阻抗,在這里直接給出輸入導納Yin-even的數(shù)學表達式:

式中:RZ2為微帶傳輸線Z3和Z2的阻抗比。

當輸入導納Yin-even=0時,諧振器處于諧振狀態(tài)。此時式(5)中分子應為0,可以得到:

從式(6)可以看出在偶模激勵下等效電路的諧振受到電長度θ1、θ2、θ3以及阻抗比RZ1、RZ2的共同影響。

通過對開路枝節(jié)加載SIR進行奇偶模理論分析,可以得知中心加載的開路枝節(jié)對奇模工作模式下諧振頻率無任何影響,只影響偶模工作模式。因此,在設計雙頻諧振器時,可以先調整各個參數(shù)使奇模的工作頻率達到理想要求,再調節(jié)加載枝節(jié)的寬度和長度來改變偶模的工作頻率,從而設計出符合要求的雙頻諧振器。

2 雙頻微帶帶通濾波器設計

2.1 雙頻微帶帶通濾波器結構設計

本文在濾波器設計過程中選擇了混合耦合結構,為了減少設計復雜度,此處取耦合間距值為0,最終得到的諧振器結構如圖3所示。圖4為臨近縫隙耦合饋電結構圖,饋線和諧振器通過耦合結構來實現(xiàn)電磁能量的轉換進而實現(xiàn)對諧振器的饋電,濾波器的整體性能則主要受到饋線的寬度以及饋線和相鄰諧振器之間的縫隙寬度的共同影響。

圖3 諧振器耦合結構示意圖Fig.3 Schematic diagram of resonator coupling structure

圖4 耦合饋電結構示意圖Fig.4 Schematic diagram of coupling feed structure

通過上文對諧振器耦合方式和饋電方法的分析,確定了雙頻微帶帶通濾波器的基本結構,其基本結構如圖5所示,各參數(shù)如表1所示。

圖5 帶通濾波器的結構示意圖Fig.5 Structure diagram of band pass filter

表1 帶通濾波器尺寸參數(shù)Tab.1 Band pass filter size parameters

2.2 雙頻微帶帶通濾波器仿真設計

使用HFSS18.0仿真軟件對雙頻微帶帶通濾波器結構建立三維仿真模型,采用控制變量法分別改變加載枝節(jié)W4和L4的值,通過觀察S11和S21參數(shù)曲線分析枝節(jié)長度值和寬度值不同變化對頻率的影響。圖6是S11和S21隨W4變化的曲線圖,圖7是S11和S21隨L4變化的曲線圖。

從圖7中可以發(fā)現(xiàn),加載的開路枝節(jié)對SIR 本身的諧振特性以及諧振器低頻段的諧振頻率沒有較大的影響,只對諧振器高頻段的諧振頻率產(chǎn)生影響。這一諧振特性很好地說明了該新型諧振器在保留SIR諧振特性的基礎上,提高了濾波器設計的自由度,增加了可調節(jié)的參數(shù)。

圖6 S參數(shù)隨W 4變化曲線圖Fig.6 S-parameter variation curves with W 4

圖7 S參數(shù)隨L 4變化曲線圖Fig.7 S-parameter variation curves with L 4

饋線與諧振器之間的耦合間隙對饋線和諧振器之間耦合程度起著重要的作用[6]。若耦合間隙值太大,饋線對諧振器的影響作用很小,濾波器的性能達不到設計要求指標;若耦合間隙值太小,饋線對諧振器的耦合強度雖大,但實物加工制作不易,且會因制板廠加工精度問題對濾波器產(chǎn)生較大的影響。圖8是不同g和g1下S11參數(shù)的曲線圖。從圖8可以看出,隨著g值的增加,縫隙間距變大,濾波器的S11響應總體呈減小趨勢,說明耦合強度隨距離的增加在減小;g1值較小時,濾波器的帶寬相對較寬,濾波器的反射系數(shù)較大,濾波性能較差。隨著g1值的增加,兩個諧振器之間的距離加大,濾波器的反射系數(shù)變小,說明濾波器的濾波性能有所改善。

圖8 不同間隙對應的S參數(shù)曲線圖Fig.8 S parameter curve diagram corresponding to different gaps

對以上參數(shù)進行仿真優(yōu)化,最終得到雙頻濾波器的仿真結果如圖9所示。從圖9可以得知:雙頻微帶帶通濾波器的低通帶中心頻率為2.45 GHz,截止頻率分別為2.35 GHz和2.55 GHz,帶寬為200 MHz,即工作頻帶為2.35～2.55 GHz,3 dB 相對帶寬為8.2%,中心頻率的最小插入損耗為0.96 dB,最小反射系數(shù)為-25.8 dB;高通帶的中心頻率為5.2 GHz,截止頻率分別為5.13 GHz和5.36 GHz,帶寬為230 MHz,即工作頻帶為5.13～5.36 GHz,3 dB相對帶寬為4.4%,中心頻率的最小插入損耗為1.16 dB,最小反射系數(shù)為-18.6 dB。仿真表明,該濾波器的通帶覆蓋了WLAN的2.4 GHz和5.2 GHz頻帶,支持雙頻段工作。

圖9 帶通濾波器的仿真結果圖Fig.9 Simulation result graph of band pass filter

3 雙頻微帶濾波天線設計

3.1 雙頻微帶濾波天線結構設計

本文所設計的雙頻天線的結構如圖10所示,可以看出主要有兩個枝節(jié),短枝節(jié)工作在5.2 GHz高頻段,L1+L2+L3的值決定高頻段的諧振頻率;長枝節(jié)工作在2.4 GHz低頻段,L1+L4的值決定低頻段的諧振頻率。

圖10 雙頻天線結構示意圖Fig.10 Schematic diagram of dual-band antenna structure

在上述雙頻濾波器的基礎上,通過打開雙頻微帶帶通濾波器的Port2端口,采用縫隙耦合的方式進行雙頻天線與雙頻濾波器的綜合設計,使天線與濾波器之間形成一個導納變換器,實現(xiàn)對天線的饋電,天線可以作為濾波器的第三階諧振器,天線和濾波器共用一個地平面,綜合設計得到的濾波天線的結構如圖11所示,各項參數(shù)如表2所示。

圖11 濾波天線的結構示意圖Fig.11 Schematic diagram of the filter antenna structure

表2 濾波器天線尺寸參數(shù)Tab.2 Filter antenna size parameter

3.2 雙頻微帶濾波天線仿真設計

為更好地了解雙頻濾波天線的工作情況,使用HFSS18.0軟件對雙頻濾波天線進行仿真,以厚度為1.0 mm,相對介電常數(shù)為4.4的介質板作為介質基板,通過對主要的結構參數(shù)進行仿真優(yōu)化,驗證理論分析的正確性。圖12為雙頻濾波天線在不同頻段工作時表面的電流強弱圖。從圖12可以看出,濾波天線工作在2.4 GHz時,天線長枝節(jié)部分紅色較深,電流強度較強,短枝節(jié)部分藍色較深,電流強度較弱;濾波天線工作在5.2 GHz時,天線長枝節(jié)部分藍色較深,電流強度較弱,短枝節(jié)部分紅色較深,電流強度較強。根據(jù)濾波天線表面的電流強弱進一步證明濾波天線工作在兩個頻段。

圖13為雙頻濾波天線在2.45 GHz和5.2 GHz時的遠場仿真方向圖。

圖12 天線工作在不同頻段時的電流強弱圖Fig.12 Diagram of the current strength when the antenna works in different frequency bands

圖13 雙頻濾波天線的輻射方向圖Fig.13 Radiation pattern of dual-frequency filter antenna

圖13(a)為濾波天線在2.45 GHz的E面(X O Y面,Phi=0°)的方向圖,圖13(b)為2.45 GHz的H 面(X O Z 面,Phi=90°)的方向圖。從圖中可以看出,E面類似于“8”字形,H面類似于“O”型,濾波天線在H面具有較好的全向輻射特性,不圓度在1.2 dB以內。

圖13(c)為濾波天線在5.2 GHz的E 面(X O Y面,Phi=0°)的方向圖,圖13(d)為5.2 GHz的H 面(X O Z 面,Phi=90°)的方向圖。從圖中可以看出,雙頻濾波天線在5.2 GHz頻段不具有全向性輻射。

圖14為雙頻濾波天線的增益變化曲線圖,從圖中可以看到在1.5～7.5 GHz有兩個波峰,第一個波峰的中心頻率為2.45 GHz,最大增益為3.5 dBi;第二個波峰的中心頻率為5.2 GHz,最大增益為2.7 dBi。顯示出濾波天線具有良好的輻射能力。

圖14 雙頻濾波天線增益圖Fig.14 Gain diagram of dual-frequency filter antenna

綜上,該款雙頻微帶濾波天線經(jīng)過參數(shù)優(yōu)化后最終工作在WLAN 2.4 GHz頻段和5.2 GHz頻段。濾波天線低頻帶的中心頻率為2.45 GHz,截止頻率分別為2.39 GHz和2.49 GHz,帶寬為100 MHz,即工作頻帶為2.39～2.49 GHz,帶寬為4.2%,最小反射系數(shù)為-14.7 dB,增益為3.5 dBi;高通帶的中心頻率為5.2 GHz,截止頻率分別為5.11 GHz 和5.36 GHz,帶寬為250 MHz,即工作頻帶為5.11～5.36 GHz,帶寬為4.8%,最小反射系數(shù)為-18.7 dB,增益為2.7 dBi。

4 濾波器與天線實物測試

4.1 雙頻微帶帶通濾波器實物測試

為進一步驗證上述理論分析推導的正確性,對上述雙頻微帶帶通濾波器按照仿真尺寸進行實物加工制作,其實物如圖15所示。

使用型號為Agilent E5071C的矢量網(wǎng)絡分析儀進行實際測試,測試環(huán)境在微波暗室中進行。主要測試濾波器的S11參數(shù)和S21參數(shù),測試結果與圖9仿真結果對比如圖16所示。

圖15 濾波器實物圖Fig.15 Filter physical map

圖16 濾波器實測與仿真S參數(shù)曲線對比圖Fig.16 Comparison of the measured and simulated S-parameter curves of the filter

分析圖16可以得到:雙頻微帶帶通濾波器實際測量得到的低頻和高頻的中心頻率分別為2.47 GHz和5.22 GHz,低通帶和高通帶的頻帶范圍分別為160 MHz和230 MHz,3 dB相對帶寬為6.5%和4.4%,插入損耗為0.98 dB和1.26 dB,兩個通帶內的最小反射系數(shù)為-27.8 dB和-19.6 dB。實測濾波器S 參數(shù)曲線圖與仿真結果一致,雖存在一定誤差,但實測結果顯示該濾波器完全覆蓋兩個目標頻段,誤差屬于可接受范圍。

4.2 雙頻微帶濾波天線實物測試

圖17為雙頻微帶濾波天線實物圖。使用矢量網(wǎng)絡分析儀在微波暗室對濾波天線實物進行反射系數(shù)測試,將實測S參數(shù)曲線與仿真S 參數(shù)曲線進行對比,得到對比曲線如圖18所示。從圖18可以看出,該雙頻濾波天線在高低兩個通帶內反射系數(shù)都小于-10 dB,最小值分別為-16.5 dB和-19.2 dB,比仿真值分別小了1.8 dB和0.5 dB。實測結果表明該雙頻濾波天線具有良好的濾波特性。進一步對雙頻濾波天線的最大增益進行測試,得到濾波天線實測與仿真增益的對比曲線如圖19所示。

圖17 雙頻微帶濾波天線實物圖Fig.17 Picture of dual-frequency microstrip filter antenna

圖18 濾波天線實測與仿真S參數(shù)曲線對比圖Fig.18 Comparison of measured and simulated S-parameter curres of filtering antenna

圖19 濾波天線實測與仿真增益曲線對比圖Fig.19 Comparison of the measured and simulated gain curves of the filter antenna

從圖19可以看出,實測雙頻濾波天線在低頻段的最大增益為3.62 dBi,比仿真最大增益3.5 dBi大了0.12 dBi,在高頻段的最大增益為2.59 dBi,比仿真最大增益(2.7 dBi)小了0.11 dBi,實測曲線與仿真曲線雖存在誤差,但誤差較小,實測結果顯示該雙頻濾波天線具有較好的增益。

表3為該濾波天線與其他文獻[7-10]濾波天線的性能參數(shù)對比。從表3可以看出,本文設計的天線在最大增益和尺寸方面結果較為突出。濾波天線在實現(xiàn)天線輻射功能的同時也具備了濾波特性,選擇性強,方向性良好,增益比較高,具有一定的工程應用價值。

表3 雙頻濾波天線性能參數(shù)對比Tab.3 Comparison of performance parameters of dual-frequency filter antennas

5 結論

本文在傳統(tǒng)的λg/2型SIR的基礎上,通過在諧振器中心加載開路枝節(jié),采用臨近縫隙耦合饋電方法,設計出雙頻微帶帶通濾波器,覆蓋了2.39～2.55 GHz和5.13～5.36 GHz兩個頻段,最小插入損耗為0.96 dB和1.16 dB,最小反射系數(shù)為-25.8 dB和-18.6 dB。濾波器的最終尺寸為25 mm×23.7 mm。將濾波器與雙頻天線進行耦合,將天線作為濾波器的第三階諧振器,形成濾波天線,覆蓋2.39～2.49 GHz和5.11～5.36 GHz兩個頻段,兩個通帶內的最大增益分別為3.5 dBi和2.7 dBi,通帶內的最小反射系數(shù)為-14.7 dB和-18.7 dB。濾波天線的最終尺寸為29.2 mm×28.7 mm。實測表明,該雙頻濾波天線在具有天線輻射功能的同時還具有濾波作用,具有一定的工程應用價值。