徐 永，王海云，王維慶，曹 杰

(新疆大學(xué) 電氣工程學(xué)院，新疆 烏魯木齊 830047)

隨著以光伏為代表的新能源在能源結(jié)構(gòu)中占比的提高，并網(wǎng)逆變器作為新能源接入電網(wǎng)的核心器件，其性能對(duì)電能質(zhì)量的影響越來(lái)越大.并網(wǎng)逆變器的濾波器性能和電流控制方式很大程度上影響注入電網(wǎng)的電能質(zhì)量.文獻(xiàn)[5]提出了一種新型的LCLLC濾波器，其為5階的系統(tǒng)，與傳統(tǒng)濾波器一樣存在諧振尖峰，但能有效衰減高次諧波，其串聯(lián)諧振支路能對(duì)特定頻率的諧波進(jìn)行抑制，具有很好的濾波效果.并網(wǎng)逆變器以網(wǎng)側(cè)電流作為反饋量的直接電流控制為主要手段，既有自己的優(yōu)點(diǎn)，也存在一些不足之處.文獻(xiàn)[7]采用了以網(wǎng)側(cè)電流為反饋量的比例積分(PI)控制策略，通過(guò)坐標(biāo)變換，可對(duì)直流分量進(jìn)行無(wú)靜差跟蹤，具有易操作、魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，缺點(diǎn)為無(wú)法對(duì)正弦信號(hào)進(jìn)行跟蹤.文獻(xiàn)[8]給出了一種基于準(zhǔn)比例諧振(QPR)控制的控制策略，可對(duì)特定頻率的正弦信號(hào)進(jìn)行無(wú)靜差跟蹤，消除了跟蹤正弦信號(hào)時(shí)的穩(wěn)態(tài)誤差，具有優(yōu)越的穩(wěn)態(tài)和抗干擾性能，但不能于對(duì)逆變器的有功功率和無(wú)功功率進(jìn)行獨(dú)立控制.文獻(xiàn)[9]采用加權(quán)電流控制法，且增加電容電流反饋環(huán)節(jié)，雖抑制了并網(wǎng)電流中的諧振，但降低了系統(tǒng)的降階能力，增加了系統(tǒng)的復(fù)雜性.可見(jiàn)，目前的方法均存在一定的局限性，控制效果不是很好.鑒于此，該文提出一種改進(jìn)的加權(quán)電流平均值反饋的聯(lián)合控制策略，在外環(huán)將逆變側(cè)的電流與網(wǎng)側(cè)電流分別乘以對(duì)應(yīng)的權(quán)重后相加作為反饋量，在內(nèi)環(huán)將濾波電容電流與串聯(lián)諧振電容電流之和作為反饋量，這樣不僅降低了系統(tǒng)的階數(shù)，而且提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性.另外，將PI和QPR控制結(jié)合起來(lái)構(gòu)成聯(lián)合控制，該聯(lián)合控制可有效降低并網(wǎng)電流的諧波量，提升并網(wǎng)電流的跟蹤效果.

1 并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為并網(wǎng)逆變器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中

U

，

I

，

I

分別是并網(wǎng)電壓、并網(wǎng)電流、濾波器逆變側(cè)的輸入電流；

U

為新能源光伏的直流源電動(dòng)勢(shì)；

U

,

I

,

L

,

L

,

L

,

C

,

C

分別為濾波器逆變側(cè)電壓、并網(wǎng)電流、逆變側(cè)電感、網(wǎng)側(cè)電感、串聯(lián)諧振支路的電感、串聯(lián)諧振支路的電容、濾波電容.

圖1 并網(wǎng)逆變器主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

由圖1可知，LCLLC濾波器由LCL濾波器與LC串聯(lián)諧振電路并聯(lián)構(gòu)成.將LC串聯(lián)諧振支路的諧振頻率設(shè)置為開(kāi)關(guān)頻率時(shí)，逆變側(cè)輸出電流中開(kāi)關(guān)頻率

f

附近的諧波阻抗為零，從而能降低整個(gè)并網(wǎng)電流的諧波含量，因此它比LCL型濾波器濾波效果更好.

根據(jù)LCLLC濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可知它的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(1)

圖2為3種濾波器的bode圖.由圖2可知，LLCL濾波器在串聯(lián)諧振頻率處形成了一個(gè)負(fù)諧振峰，能消除特定頻率的高次諧波，在低頻段其衰減特性與LCL濾波器基本一致，但在高頻段的衰減特性明顯弱于LCL濾波器.LCLLC濾波器既能消除特定頻率的諧波，又對(duì)高頻諧波有良好的衰減性能.若把串聯(lián)諧振頻率設(shè)定為開(kāi)關(guān)頻率，LCLLC濾波器就可以有效降低并網(wǎng)電流中開(kāi)關(guān)頻率附近的諧波.

圖2 3種不同濾波器的bode圖

2 聯(lián)合控制策略

圖3 為加權(quán)電流平均值反饋的控制框圖，其中

K

為脈寬調(diào)制系數(shù)，

G

為控制器的調(diào)制函數(shù)，

i

為給定的并網(wǎng)電流參考值，

i

為并網(wǎng)電流，

U

為電網(wǎng)電壓.調(diào)制方式為空間矢量脈寬(SVPWM)調(diào)制.

圖3 加權(quán)電流平均值反饋的控制框圖

由圖3可知，復(fù)合電流反饋量

i

的表達(dá)式為

i

=

ai

+(1-

a

)

i

.

(2)

權(quán)重系數(shù)的計(jì)算公式為

(3)

網(wǎng)側(cè)電流

i

和逆變側(cè)電流

i

與逆變器輸出電壓

U

的傳遞函數(shù)表達(dá)式分別為

(4)

(5)

復(fù)合電流

i

與逆變器輸出電壓

U

的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(6)

由式(6)可知，加權(quán)電流平均值反饋的系統(tǒng)階數(shù)由5階降為1階，使系統(tǒng)不存在諧振問(wèn)題.復(fù)合電流

i

與并網(wǎng)電流

i

的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(7)

由式(7)可知，整個(gè)系統(tǒng)雖然不存在諧振，但并網(wǎng)電流極易發(fā)生諧振，而諧振尖峰會(huì)引起并網(wǎng)電流畸變，影響電能質(zhì)量.增加電容電流反饋控制，可以增加系統(tǒng)阻尼，從而抑制諧振.引入電容電流內(nèi)環(huán)反饋后，系統(tǒng)不能降階，因此需要在外環(huán)反饋電流中加入電流補(bǔ)償修正環(huán)節(jié)，使系統(tǒng)降階.改進(jìn)后的控制框圖如圖4所示.

圖4 改進(jìn)后的控制框圖

由圖4可知，電容電流反饋的是濾波電容電流和諧振電容電流之和，因此將這種策略稱(chēng)為等效電容電流反饋的有源阻尼控制策略.該策略既可減少傳感器的數(shù)量，又可節(jié)約成本，因此用網(wǎng)側(cè)電流反饋量減去逆變側(cè)電流反饋量就是內(nèi)環(huán)反饋控制量.此時(shí)復(fù)合電流

i

和并網(wǎng)電流

i

與逆變器輸出電壓

U

的傳遞函數(shù)表達(dá)式分別為

(8)

(9)

其中：

K

為阻尼系數(shù)；

G

為電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，其表達(dá)式為

(10)

降階后網(wǎng)側(cè)電流

i

與復(fù)合電流

i

的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(11)

根據(jù)網(wǎng)側(cè)電流

i

與復(fù)合電流

i

的傳遞函數(shù)，利用Matlab/Simulink軟件畫(huà)出如圖5所示的網(wǎng)側(cè)電流與復(fù)合電流的傳遞函數(shù)改進(jìn)前后的對(duì)比圖.

圖5 網(wǎng)側(cè)電流與復(fù)合電流傳遞函數(shù)改進(jìn)前后的對(duì)比

由圖5可知：加入電容電流反饋及電流補(bǔ)償環(huán)節(jié)后，從諧振抑制效果看,對(duì)兩個(gè)諧振尖峰均有很好的抑制，尤其是第1個(gè)諧振尖峰得到了明顯的抑制，基本沒(méi)有凸起或凸起很??；從基波穩(wěn)態(tài)誤差的角度看,加入前后基波頻率的幅值幾乎沒(méi)有發(fā)生變化.因此，在原來(lái)的基礎(chǔ)上增加等效電容電流反饋的有源阻尼控制策略，可有效抑制諧振.

等效電容電流反饋有源阻尼控制采用的是比例控制，其阻尼系數(shù)

K

為內(nèi)環(huán)反饋系數(shù)，

K

的大小影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能及并網(wǎng)電流的質(zhì)量.因此，在保證系統(tǒng)其他參數(shù)不變的情況下，觀察

K

對(duì)并網(wǎng)電流諧振峰抑制和穩(wěn)定裕度的影響，從而確定合適的

K

.圖6為不同

K

對(duì)并網(wǎng)電流諧振峰的影響.由圖6可知，

K

過(guò)大時(shí)會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定裕度，過(guò)小時(shí)對(duì)諧振峰的抑制作用又不明顯，所以綜合考慮取

K

=6.

圖6 不同的K對(duì)并網(wǎng)電流諧振峰的影響

在電流跟蹤控制環(huán)節(jié)，采用PI聯(lián)合QPR的控制方法.PI控制可對(duì)直流分量進(jìn)行無(wú)靜差跟蹤，而QPR控制可對(duì)特定頻率的交流分量進(jìn)行無(wú)靜差跟蹤.

PI控制的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(12)

其中：

k

為比例系數(shù)，

k

為積分系數(shù).

QPR控制的傳遞函數(shù)表達(dá)式為

(13)

其中：

ω

為基波的角速度，

ω

為諧振控制器的帶寬，

k

為基波頻率處的增益.

聯(lián)合控制的傳遞函數(shù)為

(14)

選取的聯(lián)合控制參數(shù)為：

k

=1.2，

k

=300，

k

=30，

ω

=π rad·s，

ω

=100π rad·s.

3 仿真分析

為了證明該文所提策略的可行性，利用Matlab/Simulink軟件搭建了并網(wǎng)逆變器的仿真模型，仿真參數(shù)如表1所示.

表1 仿真參數(shù)

圖7 為并網(wǎng)電流電壓及功率因數(shù)波形.由圖7(a)可知，并網(wǎng)電流與電壓達(dá)到了同頻同相的并網(wǎng)要求.由圖7(b)可知，功率因數(shù)在很短時(shí)間就達(dá)到穩(wěn)定，且由局部放大圖可知功率因數(shù)達(dá)到了0.998以上，可見(jiàn)有較好的電能質(zhì)量.

圖7 并網(wǎng)電流電壓波形(a)和功率因數(shù)波形(b)

圖8為聯(lián)合控制下并網(wǎng)逆變器動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性.由圖8(a)可知，當(dāng)參考電流由40 A降至20 A再升至40 A的過(guò)程中，并網(wǎng)逆變器輸出的并網(wǎng)電流能快速調(diào)整并經(jīng)約0.01 s后重新穩(wěn)定于新的電流值.由圖8(b)可知，當(dāng)并網(wǎng)電流發(fā)生變化時(shí)，有功功率也跟隨變化，但無(wú)功功率基本保持不變，可見(jiàn)實(shí)現(xiàn)了對(duì)并網(wǎng)電流的無(wú)靜差跟蹤.

圖8 聯(lián)合控制下并網(wǎng)逆變器動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性

圖9為不同控制策略下并網(wǎng)電流的頻譜，其中聯(lián)合控制、QPR控制的50 Hz基波幅值的峰值分別為39.41, 38.62 A.由圖9可知，聯(lián)合控制策略并網(wǎng)電流的總諧波含量要比QPR控制的小1.36%.

圖9 不同控制策略下并網(wǎng)電流的頻譜

圖10為QPR控制下并網(wǎng)逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng).由圖10可知，參考電流指令突變時(shí),并網(wǎng)電流在經(jīng)過(guò)約0.02 s后重新穩(wěn)定.與圖8(a)對(duì)比發(fā)現(xiàn)，并網(wǎng)逆變器運(yùn)行初期，QPR控制下電流跟蹤速度比該文的聯(lián)合控制的電流跟蹤速度慢.因此，聯(lián)合控制的并網(wǎng)電流比單一QPR控制的具有更好的波形質(zhì)量，且電流跟蹤速度更快、誤差更小.

圖10 QPR控制下并網(wǎng)逆變器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)

4 結(jié)束語(yǔ)

以LCLLC濾波器為基礎(chǔ)，該文提出了一種改進(jìn)的加權(quán)電流平均值反饋的聯(lián)合控制策略.這種改進(jìn)后的控制策略解決了并網(wǎng)電流中存在的諧振問(wèn)題，提高了并網(wǎng)電流的質(zhì)量，保持了并網(wǎng)逆變器的降階特性，降低了控制系統(tǒng)的復(fù)雜性，使并網(wǎng)逆變器具有良好的無(wú)靜差跟蹤及動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能.