高鐵峰，王乾同，鄭珞琳

（1.國網(wǎng)江蘇省電力有限公司檢修分公司，江蘇南京211102；2.南京理工大學，江蘇南京210094；3.國網(wǎng)電力科學研究院有限公司，江蘇南京210061）

0 引言

隨著高壓大功率電力電子技術(shù)的日趨成熟以及相關(guān)設備的廣泛應用，直流輸配電技術(shù)已逐步成為解決大規(guī)模電能的遠距離輸送、促進新能源的并網(wǎng)及消納、提高區(qū)域交流互聯(lián)電網(wǎng)安全穩(wěn)定性的有效技術(shù)手段［1-2］。

直流電網(wǎng)目前存在多種電壓等級，因此涉及直流電壓等級的變換，而傳統(tǒng)的直流變換器拓撲難以滿足高壓大功率的電壓變換需求［3-4］。因此，需要研究用于實現(xiàn)不同電壓等級直流輸配電線路互聯(lián)并具有電氣隔離、電壓調(diào)節(jié)、功率雙向傳輸、快速故障保護等功能的新型直流變換器——直流變壓器（Direct Current Transformer，DCT），這將有利于直流電網(wǎng)技術(shù)的快速發(fā)展。

多電平變換器是一種較好的提升DCDC變換器耐壓和功率等級的方案［5-6］，原因在于其降低了中間環(huán)節(jié)交流電壓的dv/dt，僅需要使用單個高壓隔離變壓器，簡化了系統(tǒng)。其中，模塊化多電平變換器（Modular Multilevel Converter，MMC）由于在模塊化程度、冗余度、可擴展性、公共直流側(cè)無集中電容等諸多方面存在優(yōu)勢，因此適用于高變比直流變換的場合。

本文首先介紹了MMC-DCT 的拓撲構(gòu)成和工作原理，建立了功率傳輸數(shù)學模型，然后提出了子模塊直流電壓平衡控制方法，最后進行了仿真驗證。

1 MMC-DCT拓撲結(jié)構(gòu)

本文所研究的模塊化多電平直流變壓器拓撲如圖1 所示，總體上可以分為原邊中壓直流側(cè)、中高頻交流側(cè)、副邊低壓直流側(cè)。

圖1 MMC-DCT拓撲結(jié)構(gòu)

原邊中壓直流側(cè)和副邊低壓直流側(cè)分別接直流配電網(wǎng)中電壓等級不同的直流線路，也可以為新能源提供并網(wǎng)接口。中壓側(cè)和低壓側(cè)均為單相全橋結(jié)構(gòu)，其中每個相單元分為上橋臂和下橋臂。直流側(cè)的正極與上橋臂相連，直流側(cè)的負極與下橋臂相連。每個橋臂串聯(lián)有若干個子模塊和一個橋臂電抗器。子模塊數(shù)量可以根據(jù)實際的直流電壓等級改變，并可以留有一定的冗余量，在其他子模塊發(fā)生故障時作為備用使用。橋臂電抗器可以有效地減小橋臂的環(huán)流。

Udc1、Udc2分別為原邊直流端電壓、副邊直流電壓，Larm1、Larm2分別為原邊、副邊橋臂串聯(lián)電抗，Ls為變壓器的等效漏感，n、m分別為原邊、副邊橋臂上的子模塊數(shù)量，K為變壓器變比，idc1為原邊直流側(cè)電流，iac1、iac2分別為原、副邊交流側(cè)電流。

2 MMC-DCT工作原理及數(shù)學模型

MMC-DCT 的子模塊在正常運行時有投入和旁路兩種狀態(tài)，假設子模塊在運行中已經(jīng)經(jīng)過電容電壓平衡處理，每個子模塊上的電容電壓均為USM。當子模塊為旁路狀態(tài)時，子模塊輸出電壓為0，即僅當子模塊處于投入狀態(tài)時才對直流側(cè)電壓有作用。根據(jù)圖1可以得到：

Udc1為原邊直流側(cè)電壓，USM為單個子模塊輸出電壓。每當上橋臂減少1個子模塊投入，下橋臂應該相應地增加1個子模塊的投入，使得每一相的子模塊總數(shù)保持在n。當下橋臂全部處于投入狀態(tài)，上橋臂全部處于旁路狀態(tài)，交流側(cè)電壓達到最大值Udc1/2。反之，交流側(cè)電壓達到最小值-Udc1/2。在這個過程中每當上橋臂增加1 個子模塊投入、下橋臂減小1 個子模塊的投入時，交流側(cè)電壓下降USM。由此在交流端形成了1個n+1電平的交流電壓。

圖2 為MMC-DCT 的單相等值電路圖，上橋臂子模塊和下橋臂子模塊被等效為電壓源，其電壓和分別表示為ua1和ua2；icoma為該相的共模電流。

圖2 MMC-DCT單相等值電路

由基爾霍夫電壓定律可以得到：

由于拓撲的對稱性，直流側(cè)電流idc1被平均分配到兩相上，且交流側(cè)電流iac1也被平均分配到上橋臂和下橋臂，由此上下橋臂的電流可以表示為：

系統(tǒng)在正常運行時，直流電流分量idc1不會在橋臂電感上產(chǎn)生電壓，交流電流分量在上下橋臂作用電壓相反，效果相互抵消，橋臂環(huán)流icira作用在兩個橋臂電感上的電壓為：

本文忽略環(huán)流對橋臂電感的影響，可以假設上下電感間短路，如圖2中虛線所示。從圖中可以看出兩個橋臂電感并聯(lián)作用在交流電路，其電感量變?yōu)樵瓉淼囊话?。通過相同的分析方法，對于MMC-DCT中每一個相單元都可以由此表示，整個電路可以簡化為圖3所示。

圖3 MMC-DCT簡化模型

將各個橋臂上的子模塊都等效成電壓源，將原、副邊橋臂電感歸算到交流側(cè)。由基爾霍夫電壓定律可以得到變壓器原邊電壓up和副邊電壓us：

根據(jù)式（6）可以繪制出交流側(cè)功率傳輸?shù)刃Ｐ?，如圖4 所示，其中r為原副邊等效到原邊的線路阻抗。

圖4 MMC-DCT交流側(cè)功率傳輸?shù)刃Ｐ?/p>

3 MMC-DCT子模塊直流電壓平衡控制方法

MMC-DCT 的直流側(cè)無集中電容，由于電容分散的問題，子模塊電容電壓存在動態(tài)偏移，使得調(diào)制出的波形發(fā)生畸變。因此維持子模塊電容電壓的均衡，是穩(wěn)定系統(tǒng)工作的重要條件。

子模塊脈沖循環(huán)法主要適用于準兩電平調(diào)制方法的子模塊電壓均衡。以系統(tǒng)的一個由4 個子模塊組成的下橋臂為例，每當交流側(cè)電壓需要高電壓時，4個子模塊脈沖信號依次延遲Td時間跳變?yōu)楦唠娖剑浧涮優(yōu)樯仙捻樞驗?-2-3-4，即第1 個子模塊最先跳變，然后是第2個子模塊，直到最后1個子模塊動作結(jié)束，下降的跳變順序與上升的順序一致。在第2個開關(guān)周期時，其跳變的順序變?yōu)?-1-2-3，第3個周期順序為：3-4-1-2，以此類推。這樣形成了1 個以4個開關(guān)周期為1個脈沖循環(huán)周期的調(diào)制方法。在1個脈沖循環(huán)周期內(nèi)，每個子模塊的充放電時間一致，脈沖信號得到均分，使得在子模塊電容保持均衡。

采用子模塊脈沖循環(huán)均壓法的優(yōu)點在于該方法為開環(huán)調(diào)節(jié)方法，不需要采集橋臂電流和子模塊電容電壓，節(jié)省了設備的成本，同時調(diào)制方法簡單，開關(guān)損耗小，易于實現(xiàn)［7］。

4 仿真驗證

為了驗證子模塊電壓平衡控制方法的有效性，在Matlab/Simulink中搭建了MMC-DCT的仿真模型。主要參數(shù)包括：原邊直流電壓Udc1=8 kV，原邊橋臂電感Ls1=10 uH，原、副邊橋臂電阻R1=0.02 Ω、R2=0.01 Ω，原、副邊子模塊電容CSM1=2 mF、CSM2=2 mF，副邊橋臂電感Ls2=5 uH，變壓器漏感Lk=5 mH，變壓器變比K=8 000/4 000，負載電阻Rload=40 Ω，原、副邊橋臂子模塊數(shù)目n=4、m=4，開關(guān)頻率f=20 kHz。

為了驗證子模塊平衡策略，系統(tǒng)采用了準兩電平調(diào)制法。圖5所示為系統(tǒng)中原邊a相上橋臂各子模塊直流電壓，uca11表示a 相上橋臂第1 個子模塊直流電壓，其他同理。由于電容沒有經(jīng)過軟啟動，其沖擊電流導致了子模塊電壓的大幅度振蕩，但最終在0.02 s左右趨于2 000 V穩(wěn)定。

圖6 所示為系統(tǒng)中副邊b 相上橋臂各子模塊直流電壓，經(jīng)過0.02 s 的充電之后在1 000 V 趨于穩(wěn)定，并且每個橋臂上子模塊的電壓均衡。當負載電阻在0.15 s 發(fā)生變化后，橋臂子模塊在經(jīng)過短暫的跌落后在0.27 s恢復均衡狀態(tài)，該仿真驗證了子模塊脈沖循環(huán)均壓法的有效性。

5 結(jié)語

模塊化多電平變換器由于具有諸多優(yōu)勢，因此適用于高變比直流變換的場合。本文首先介紹了MMC-DCT 的拓撲結(jié)構(gòu)和工作原理，建立了功率傳輸數(shù)學模型。然后針對子模塊直流電壓平衡控制方法進行了詳細的論述。仿真驗證結(jié)果表明子模塊脈沖循環(huán)均壓法對于MMC-DCT 具有較好的電壓平衡效果。

圖5 原邊a相上橋臂各子模塊直流電壓

圖6 副邊b相上橋臂各子模塊直流電壓