王現(xiàn)彬,楊彥彬,盧智嘉,高彥彥

(石家莊學(xué)院機電學(xué)院,河北 石家莊 050000)

1 引 言

由于頻譜資源稀缺,未來高速通信將主要依賴毫米波頻段,但受電子瓶頸影響電域產(chǎn)生毫米波信號難度較大,在光域中實現(xiàn)毫米波傳輸具有較強吸引力?；诖说墓廨d無線通信技術(shù)(RoF)集光纖通信和無線通信于一體,以低成本、大容量、高保密性、易于多業(yè)務(wù)融合等特征,成為未來超高速無線通信“最后一公里”接入的首選解決方案[1-7]。對于光載毫米波,相關(guān)研究者提出了諸如直接調(diào)制、光外差、四波混頻及外部調(diào)制等不同的生成技術(shù)[8-11],其中基于外部調(diào)制的光生毫米波技術(shù)方案實現(xiàn)簡單、穩(wěn)定性高且產(chǎn)生的光載毫米波信號噪聲低,受到了廣泛關(guān)注。相關(guān)技術(shù)報道中外部調(diào)制方式一般也都是采用兩級馬赫曾德爾外調(diào)制器(MZM),并附加一些濾波器或特殊光器件,導(dǎo)致系統(tǒng)結(jié)構(gòu)復(fù)雜且插入損耗較高,增加了中心站(CS)建設(shè)成本,同時進一步降低了系統(tǒng)性能[12-14]。為此提出了一種基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF產(chǎn)生結(jié)構(gòu),對基于該結(jié)構(gòu)的10倍頻抑制載波光載毫米波產(chǎn)生進行了理論分析,優(yōu)化了FBG帶寬及反射率,并通過實驗驗證了理論的正確性,為實際RoF系統(tǒng)設(shè)計提供了參考思路。

2 原理分析

所提出的基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF系統(tǒng)下行鏈路如圖1所示。在CS站通過設(shè)置MZM直流偏置電壓和射頻驅(qū)動信號幅度,由一個MZM實現(xiàn)基帶信號調(diào)制與偶數(shù)階邊帶抑制(包括主載波),再借助光纖布拉格光柵(FBG)濾除多余奇數(shù)階邊帶。通過標準單模光纖信道傳輸后,在基站(BS)通過PIN光電二極管拍頻產(chǎn)生電毫米波信號,借助BS站端的射頻天線將電毫米波信號傳輸?shù)揭苿咏K端(圖1中省去了射頻天線,直接采用混頻器(Mixer)解調(diào)出基帶信號)。CS站由光源(LD)、MZM、乘法器、移相器和FBG構(gòu)成,首先基帶信號S(t)和射頻驅(qū)動信號Er(t)通過相乘器后分成兩路,一路控制MZM的射頻上端口,一路π相移后控制MZM的射頻下端口,MZM的直流電極則一路接地一路接偏壓a。

圖1 基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波RoF系統(tǒng)框圖

假設(shè)激光器發(fā)出的連續(xù)光波為Ein(t)=A0·exp(jω0t),其中A0和ω0為光信號的幅度和角頻率。待傳數(shù)據(jù)S(t)=∑Img(t-mT),其中Im為偽隨機二進制數(shù)據(jù)串,g(t)為偽隨機二進制數(shù)據(jù)波形(本文采用矩形波),T為一個碼元的寬度。射頻驅(qū)動信Er(t)=Arcos(ωrt),其中Ar和ωr為射頻驅(qū)動信號的幅度和角頻率。射頻驅(qū)動信號Er(t)和待傳數(shù)據(jù)S(t)通過相乘器后分別控制MZM的兩射頻電極,且兩路信號反相,即上臂為v1(t)=S(t)Er(t),下臂為v2(t)=-S(t)Er(t)=-v1(t)。此時MZM的輸出光場為:

(1)

其中,IL為插入損耗,在理論分析時假定IL=0;γ為上下兩臂的分光比,一般取γ=0.5;Vbias1和Vbias2為上下臂的直流偏置電壓,令Vbias1=0 V,Vbias2=4 V(即偏壓a);VπDC為直流半波電壓,VπRF為射頻半波電壓,且VπDC=VπRF=4 V;利用貝塞爾函數(shù)將式(1)展開為:

cos[(2n+1)ωrt]

(2)

式中,J2n+1為(2n+1)階第一類貝塞爾函數(shù)。在式(2)中,令β=πArS(t)/4,稱為調(diào)制深度。從式(2)可以看出,MZM輸出的已調(diào)光信號中心載波和偶數(shù)階邊帶得到了抑制,只存在奇數(shù)階邊帶。

圖2為奇數(shù)階的第一類貝塞爾函數(shù)曲線,從圖2可以看出,當β為3.821時,1階和7階貝塞爾函數(shù)為0。為此設(shè)置射頻驅(qū)動信號幅度為4.868,結(jié)合VπDC=VπRF=4 V,可使產(chǎn)生的光載毫米波只保留3階和5階邊帶,更高階的Jn(β)由于幅度太小可以忽略不計。則式(2)變?yōu)?

圖2 第一類貝塞爾函數(shù)

Eo(t)=j2J3(β)[cos(ω0t+3ωrt)+cos(ω0t-3ωrt)]-2J3(β)[sin(ω0t+3ωrt)+sin(ω0t-3ωrt)]+j2J5(β)[cos(ω0t+5ωrt)+cos(ω0t-5ωrt)]-2J5(β)[sin(ω0t+5ωrt)+sin(ω0t-5ωrt)]

(3)

隨后將該信號通過FBG濾除3階邊帶,最后只留下5階邊帶。再將只含有5階邊帶的Eo(t)在BS站經(jīng)PIN光電二極管平方律檢波后,若不考慮PIN光電二極管響應(yīng)噪聲,則輸出電流為:

(4)

3 實驗研究

系統(tǒng)框圖如圖1所示,系統(tǒng)參數(shù)除前述相關(guān)參數(shù)外,基帶信號速率設(shè)定為2.5 Gbit/s,傳輸(231-1)個偽隨機二進制數(shù)據(jù)。LD光源的中心光頻率為193.1 THz,線寬為10 MHz,輸出功率為0 dBm。射頻驅(qū)動信號Er(t)幅度為4.868 V,頻率為10 GHz。FBG中心頻率為193.1 THz,與光源中心頻率一致。標準單模光纖衰減系數(shù)為0.2 dB/km,色散系數(shù)為16.75 ps/(nm·km),差分群時延為0.2 ps/km,有效纖芯面積為80 μm2。貝塞爾光帶通濾波器中心頻率設(shè)定為193.1 THz,帶寬為0.3 nm。PIN光電二極管響應(yīng)度為1 A/W,暗電流為10 nA。

圖3給出了圖1中A、B、C和D處的頻譜圖。從圖3(a)可以看出,經(jīng)過單MZM調(diào)制后,實現(xiàn)了載波及各偶階邊帶的抑制,只留下3階和5階奇數(shù)階邊帶,而更高階的奇數(shù)階邊帶由于其值過小顯示不出來,與理論分析完全吻合。圖3(b)為經(jīng)過FBG濾波后所留下的5階邊帶,可以看出其邊帶抑制比約為18 dB,3階邊帶對5階邊帶的影響得到了有效降低。圖3(c)為FBG濾出的3階邊帶,該光信號經(jīng)偏振復(fù)用到達基站并解復(fù)用后可作為上行鏈路載波信號。圖3(d)為背靠背傳輸時(Back to back)接收端經(jīng)PIN光電二極管后所對應(yīng)的射頻頻譜,在10倍于射頻驅(qū)動信號Er(t)頻率,即100 GHz處存在一個有效頻譜,實現(xiàn)了射頻驅(qū)動信號的10倍頻傳輸?？梢钥闯鲈撋漕l頻譜峰值功率較低,后續(xù)可以采用放大器將其放大以實現(xiàn)遠距離傳輸。由于主載波并非完全抑制,從而在20 GHz處存在一個毫米波信號,但與100 GHz處的主毫米波信號相比功率相差15.49 dB,再結(jié)合后續(xù)射頻天線和混頻器的帶寬有限性,其影響可以忽略。

圖3 RoF系統(tǒng)中A、B、C和D處頻譜圖

圖4為不同反射率時FBG帶寬與誤碼率對應(yīng)關(guān)系。從圖可以看出隨著FBG帶寬的增大,誤碼率先降低后增大,呈現(xiàn)出U形分布狀態(tài),當反射率為0.9時其變化趨勢仍滿足U形分布,只是變化趨勢較為緩慢。誤碼率呈現(xiàn)出的這種變化可以解釋如下:當FBG帶寬較窄時,無法完全濾除3階邊帶,殘留的3階邊帶在PIN光電二極管拍頻時產(chǎn)生不利影響,造成誤碼率較高,隨著3階邊帶濾除量的增大,誤碼率逐漸降低,當3階邊帶完全濾除時誤碼率達到最低。隨著FBG帶寬繼續(xù)增大,除了3階邊帶被濾除,5階邊帶也受到影響,造成有用信息丟失,從而引起誤碼率升高。從圖4可以看出反射率為0.99、0.999和0.9999時的最優(yōu)系統(tǒng)帶寬分別為0.804、0.8和0.798 nm,對應(yīng)的最低誤碼率分別為10-14、10-20和10-16數(shù)量級,即三種情況下誤碼率最低值分布在0.795～0.805 nm之間,且隨著反射率的增大,最低誤碼率也是表現(xiàn)為先降低后增大的U形結(jié)構(gòu)。

圖4 誤碼率與FBG帶寬對應(yīng)關(guān)系

為尋找最優(yōu)反射率,分析了不同帶寬下FBG反射率與誤碼率的對應(yīng)關(guān)系,如圖5所示,而這些不同的帶寬都位于0.795～0.805 nm的最優(yōu)帶寬內(nèi)。從圖5可以看出,隨著FBG反射率的增大,不同帶寬FBG下的系統(tǒng)誤碼率都呈現(xiàn)出相同的下降趨勢,且整體誤碼率較為接近。從圖5插圖可以看出,在某一FBG反射率下,FBG帶寬從0.7976 nm到0.8032 nm變化時誤碼率依次略有降低,但下降幅度較小。當FBG反射率為0.9966時,誤碼率達到最低,此后系統(tǒng)性能極速變差。實際FBG制作時反射率越大越難實現(xiàn),故FBG反射率選擇應(yīng)折中考慮。

圖5 FBG反射率與誤碼率對應(yīng)關(guān)系

在上述FBG優(yōu)化參數(shù)下,分析了基于單MZM和FBG的10倍頻載波抑制ROF系統(tǒng)背靠背和傳輸20 km時接收端光功率與誤碼率的對應(yīng)關(guān)系曲線,如圖6所示,其中的插圖為兩個點測量時對應(yīng)的眼圖。當誤碼率為10-9時,背靠背的接收端光功率為-43.26 dBm,而傳輸20 km后的接收端光功率為-41.6 dBm,功率代價為1.66 dB,表現(xiàn)出了較好的系統(tǒng)性能。

圖6 接收功率與誤碼率對應(yīng)關(guān)系

4 結(jié) 論

提出了一種基于單MZM和FBG的10倍頻抑制載波毫米波產(chǎn)生結(jié)構(gòu),通過設(shè)置射頻驅(qū)動信號幅度及MZM偏置電壓,產(chǎn)生載波及偶數(shù)階邊帶抑制的RoF信號。當射頻驅(qū)動信號幅度為4.868 V、MZM偏置電壓為4 V時,RoF信號中主要包含3階和5階邊帶,更高階的奇數(shù)階邊帶由于其幅值過低忽略不計。隨后利用FBG的濾波特性濾除3階邊帶,只保留5階邊帶,到達接收端后通過PIN光電二極管拍頻后產(chǎn)生10倍頻毫米波信號。結(jié)果表明當FBG帶寬為0.795～0.805 nm時,可實現(xiàn)較低誤碼的系統(tǒng)傳輸；在該帶寬范圍內(nèi),當FBG反射率為0.9966時,系統(tǒng)誤碼率達到最低。利用FBG參數(shù)優(yōu)化后的新型RoF系統(tǒng)傳輸20 km后與背靠背系統(tǒng)相比功率代價僅為1.66 dB,表現(xiàn)出了較好的系統(tǒng)性能。