趙 峰，羅 雯，高鋒陽(yáng)，余佳樂

(蘭州交通大學(xué)自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，甘肅蘭州 730070)

1 引言

永磁同步電機(jī)(permanent magnet synchronous motor，PMSM)屬于交流電機(jī)，與其他交流電機(jī)相比較，永磁同步電機(jī)的轉(zhuǎn)子由永磁體構(gòu)成，無需勵(lì)磁電流，具有更高的功率因數(shù)和更大的轉(zhuǎn)矩慣性比;同時(shí)永磁同步電機(jī)體積小、機(jī)械強(qiáng)度高且沒有齒輪箱，可以將電機(jī)整體安裝到輪軸上.因此，永磁同步電機(jī)在交流伺服領(lǐng)域已得到了廣泛發(fā)展與應(yīng)用，在軌道交通領(lǐng)域也受到了高度的關(guān)注，而對(duì)電機(jī)控制性能的要求也在不斷提升.在PMSM中采用的傳統(tǒng)滑模速度環(huán)控制中存在轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大、抖振明顯、抗擾動(dòng)能力差等問題;同時(shí)基于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器的PMSM控制系統(tǒng)采用截止頻率固定的低通濾波器對(duì)反電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行濾波，無法消除反電動(dòng)勢(shì)中的紋波分量，嚴(yán)重影響轉(zhuǎn)速的估計(jì)精度.為提高永磁同步電機(jī)系統(tǒng)性能，PMSM的無位置傳感器控制被各國(guó)學(xué)者廣泛研究[1-6].

文獻(xiàn)[7-8]提出了一種新型指數(shù)趨近率，對(duì)滑模抖振問題進(jìn)行了抑制.但系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)單一，當(dāng)電機(jī)受到外部擾動(dòng)時(shí)，PMSM轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩會(huì)出現(xiàn)一定的超調(diào)和抖動(dòng).文獻(xiàn)[9]設(shè)計(jì)了基于滑?？刂?sliding mode control，SMC)和最大轉(zhuǎn)矩電流比(maximum torque per ampere，MTPA)的混合控制策略，其主要針對(duì)三相電流諧波進(jìn)行抑制，有效降低了PMSM的啟動(dòng)電流和諧波率，但相位估計(jì)出現(xiàn)滯后，轉(zhuǎn)速估計(jì)精度有待提高.文獻(xiàn)[10]提出了基于鎖相環(huán)(phase locked loop，PLL)的雙滑模直接轉(zhuǎn)矩控制策略，主要針對(duì)傳統(tǒng)永磁同步電機(jī)直接轉(zhuǎn)矩控制(direct torque control，DTC)中的磁鏈脈動(dòng)進(jìn)行了改善，但對(duì)轉(zhuǎn)子位置補(bǔ)償精度不足，觀測(cè)轉(zhuǎn)速存在明顯抖振和超調(diào)，誤差較大.文獻(xiàn)[11]在滑模觀測(cè)器的濾波環(huán)節(jié)采用了兩個(gè)低通濾波器，使觀測(cè)器能夠較快速和準(zhǔn)確的跟蹤轉(zhuǎn)子位置，但濾波器截止頻率固定，在反電動(dòng)勢(shì)高頻分量變化時(shí)自適應(yīng)能力較差.文獻(xiàn)[12]提出一種分段指數(shù)型函數(shù)以取代傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器中的符號(hào)函數(shù)，是削弱滑模抖振的方法之一，有效提高了系統(tǒng)電流響應(yīng)，但缺乏自適應(yīng)能力，應(yīng)對(duì)擾動(dòng)時(shí)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)仍有明顯超調(diào)和脈動(dòng).文獻(xiàn)[13]使用遺傳算法來改進(jìn)電流環(huán)增益，保證電機(jī)在全范圍內(nèi)穩(wěn)定運(yùn)行.文獻(xiàn)[14-15]設(shè)計(jì)了基于模型參考自適應(yīng)的電機(jī)參數(shù)辨識(shí)系統(tǒng)，有效降低了電機(jī)運(yùn)行時(shí)參數(shù)變化對(duì)控制系統(tǒng)性能的影響.

應(yīng)對(duì)上述文獻(xiàn)中，濾波結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、觀測(cè)反電動(dòng)勢(shì)諧波含量高、自適應(yīng)能力差等問題，本文以基于id=0的表貼式永磁同步電機(jī)矢量控制系統(tǒng)為背景，在速度環(huán)設(shè)計(jì)基于新型趨近率的積分滑模結(jié)構(gòu)，并通過模糊控制對(duì)趨近率參數(shù)實(shí)現(xiàn)自整定.在滑模觀測(cè)器中采用變截止頻率低通濾波器和修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器對(duì)反電動(dòng)勢(shì)實(shí)現(xiàn)兩級(jí)濾波，并針對(duì)轉(zhuǎn)子位置估計(jì)進(jìn)行合理補(bǔ)償.完成了基于模糊滑?？刂破骱蛢杉?jí)濾波觀測(cè)器的PMSM無位置傳感器混合控制策略的設(shè)計(jì).最終，通過仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文控制策略的優(yōu)越性.

2 模糊積分滑模速度環(huán)控制器

2.1 PMSM數(shù)學(xué)模型

在表貼式永磁同步電機(jī)中Ld=Lq=Ls，可將其在α-β坐標(biāo)系下的電壓方程表述為

其中:[uαuβ]T為定子電壓;為定子電流;p為微分算子;R為定子電阻;Ls為定子電感;[eαeβ]T為擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)，且滿足

其中:ωe為電角速度;ψf為永磁磁鏈幅值;θe為靜止坐標(biāo)系和旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的空間位置角.

由式(2)可得

由式(3)可以看出，通過對(duì)反電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行估算，進(jìn)而可以提取出轉(zhuǎn)子位子信息.

在d-q坐標(biāo)系下的電機(jī)轉(zhuǎn)矩方程和運(yùn)動(dòng)方程如下:

其中:ω為機(jī)械角速度，;B為阻尼系數(shù);J為轉(zhuǎn)動(dòng)慣量;TL為負(fù)載轉(zhuǎn)矩;np為極對(duì)數(shù).

2.2 基于新型趨近率的模糊積分滑模速度環(huán)控制器

2.2.1 新型趨近率

其中:s是滑模面;－ε sinh(a|s|)f(s)是變速趨近項(xiàng);－ks是指數(shù)趨近項(xiàng);a，b均是可調(diào)正數(shù);f(s)是sigmoid函數(shù)，可使控制信號(hào)更加平滑.

為改善趨近速度和抑制抖振，本文將系統(tǒng)狀態(tài)變量|s|的雙曲正弦函數(shù)與趨近速度相關(guān)聯(lián).當(dāng)系統(tǒng)遠(yuǎn)離滑模面時(shí)，|s|較大，此時(shí)系統(tǒng)處于趨近運(yùn)動(dòng)狀態(tài)，系統(tǒng)會(huì)在變速項(xiàng)－ε sinh(a|s|)f(s)和指數(shù)項(xiàng)－ks的共同作用之下快速向滑模面趨近;當(dāng)系統(tǒng)接近滑模面時(shí)，此時(shí)系統(tǒng)處于滑模運(yùn)動(dòng)狀態(tài)，主要作用由變速項(xiàng)－ε sinh(a|s|)f(s)承擔(dān)，在滑?？刂坡实淖饔弥孪到y(tǒng)向原點(diǎn)趨近，同時(shí)，因變速項(xiàng)不斷減小，最終在原點(diǎn)穩(wěn)定，可極大減小了系統(tǒng)的抖振.

將本文提出的新型趨近率和指數(shù)趨近率進(jìn)行對(duì)比，其仿真結(jié)果如圖1所示.可知，本文設(shè)計(jì)的新型變速趨近率與指數(shù)趨近率相比，趨近速度略有提升.

2.2.2 基于新型趨近率的積分滑?？刂破?/p>

取PMSM系統(tǒng)狀態(tài)變量為

其中:ω*為電機(jī)轉(zhuǎn)速給定;ω為電機(jī)實(shí)際轉(zhuǎn)速.

圖1 趨近率相軌跡對(duì)比Fig.1 Comparison of reaching laws'phase trajectories

為提高系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，在滑模面設(shè)計(jì)中采用積分滑模面，相比于微分滑模面，可高效減小高頻噪聲的干擾，滑模面s為

其中c為可調(diào)正數(shù).

對(duì)式(6)求導(dǎo)得

對(duì)式(7)中s求導(dǎo)得

結(jié)合式(8)-(9)得滑模輸出方程

穩(wěn)定性分析:為驗(yàn)證本文提出的新型趨近率在滑模控制系統(tǒng)中的穩(wěn)定性.定義Lyapunov方程為

對(duì)式(11)求導(dǎo)得

其中:a，ε，k均為可調(diào)正數(shù)，由函數(shù)性質(zhì)可知sinh(a|s|)和f(s)均為單調(diào)遞增奇函數(shù)，a|s|≥0，故sinh(a|s|)≥0且f(s)·s ≥0，明顯有由Lyapunov穩(wěn)定性判據(jù)可知，本文提出的新型趨近率控制系統(tǒng)是穩(wěn)定的.

2.2.3 模糊滑?？刂破?/p>

滑?？刂葡到y(tǒng)處于趨近運(yùn)動(dòng)狀態(tài)和滑模運(yùn)動(dòng)狀態(tài)時(shí)，趨近率變速項(xiàng)均參與滑?？刂葡到y(tǒng)運(yùn)動(dòng).為提高滑模控制系統(tǒng)魯棒性，針對(duì)趨近率變速項(xiàng)參數(shù)ε實(shí)現(xiàn)自整定，具體策略如下:在速度環(huán)設(shè)計(jì)一種基于新型趨近率的模糊積分滑模結(jié)構(gòu).輸入信號(hào)為距滑模面距離s和滑模面趨近速度，輸出信號(hào)為新型趨近率參數(shù)ε(ε ≤0).

根據(jù)模糊控制原理，定義模糊集合為

模糊控制規(guī)則如表1所示;輸入信號(hào)隸屬度函數(shù)如圖2-3所示.最終，采用重心法進(jìn)行解模糊.其中，速度環(huán)控制器結(jié)構(gòu)圖如圖4所示.

表1 模糊控制規(guī)則Table 1 Fuzzy control rules

圖2 模糊輸入s隸屬度函數(shù)Fig.2 Input membership function of s

圖3 模糊輸入隸屬度函數(shù)Fig.3 Input membership function of

圖4 速度環(huán)控制器結(jié)構(gòu)圖Fig.4 Structure diagram of speed loop controller

3 兩級(jí)濾波滑模觀測(cè)器

3.1 滑模觀測(cè)器設(shè)計(jì)

為了便于應(yīng)用SMO來觀測(cè)擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)，將式(1)中的電壓方程改寫為電流狀態(tài)方程

針對(duì)擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行估計(jì)，構(gòu)造滑模觀測(cè)器為

將式(13)-(14)作差，能夠得到定子電流的觀測(cè)誤差方程

文獻(xiàn)[12]提出一種分段指數(shù)型函數(shù)以取代傳統(tǒng)滑?？刂坡手械姆?hào)函數(shù).本文在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了基于分段指數(shù)型函數(shù)的兩級(jí)濾波滑模觀測(cè)器.分段指數(shù)型函數(shù)如式(16)所示:

y(x)在邊界層厚度范圍之內(nèi)，即狀態(tài)變量在0 ≤x＜a和－a ＜x ＜0范圍之內(nèi)，y(x)的變化方式為指數(shù)形式，因此，y(x)可以使電流誤差值飽和，并使電機(jī)在應(yīng)對(duì)擾動(dòng)時(shí)，觀測(cè)反電動(dòng)勢(shì)更加穩(wěn)定.

故設(shè)計(jì)滑?？刂坡蕿?/p>

3.2 兩級(jí)濾波器設(shè)計(jì)

電機(jī)在運(yùn)行過程中，會(huì)受到外部擾動(dòng)，引起轉(zhuǎn)速發(fā)生變化，致使滑模觀測(cè)器觀測(cè)量中的高頻分量發(fā)生改變.由于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器采用截止頻率為定值的低通濾波器，在高頻分量變化時(shí)其自適應(yīng)能力較差，故本文采用變截止頻率低通濾波器替代傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器中的濾波器.其中，基于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器的控制系統(tǒng)原理圖如圖5所示.

圖5 基于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器的PMSM控制系統(tǒng)原理圖Fig.5 Schematic diagram of control system for PMSM based on traditional SMO

為提高低通濾波器自適應(yīng)能力，本文設(shè)計(jì)變截止頻率低通濾波器的截止頻率為

其中kf，ke均為可調(diào)正數(shù).

由此設(shè)計(jì)變截止頻率低通濾波器為

變截止頻率低通濾波器的反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)值為

經(jīng)低通濾波處理后，高頻分量被有效濾除.但在反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)值中仍含有紋波分量，若直接通過反正切函數(shù)進(jìn)行轉(zhuǎn)子位置估計(jì)會(huì)導(dǎo)致誤差.故考慮對(duì)反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器進(jìn)行修正并二次濾波，由此得到更加平滑的反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)信號(hào)，從而提高轉(zhuǎn)子位置估計(jì)精度.故本文設(shè)計(jì)了基于低通濾波器和修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器的兩級(jí)濾波結(jié)構(gòu).

根據(jù)式(3)設(shè)計(jì)修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器狀態(tài)方程為

其中:Kl為系統(tǒng)增益;反電動(dòng)勢(shì)最終觀測(cè)值;.

3.3 系統(tǒng)穩(wěn)定性分析

首先，為保證本文設(shè)計(jì)的滑模觀測(cè)器具有穩(wěn)定性，根據(jù)滑動(dòng)模態(tài)到達(dá)條件，定義Lyapunov方程為

根據(jù)式(13)和式(14)得到誤差方程為

對(duì)式(23)求導(dǎo)可得

因此，為滿足滑動(dòng)模態(tài)到達(dá)條件，Lyapunov方程應(yīng)滿足，即根據(jù)式(26)觀測(cè)器穩(wěn)定條件可表述為

故根據(jù)Lyapunov穩(wěn)定性判據(jù)可知，當(dāng)參數(shù)ks滿足式(27)的要求時(shí)，本文設(shè)計(jì)的滑模觀測(cè)器是穩(wěn)定的.

其次，為保證本文設(shè)計(jì)的修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器具有穩(wěn)定性，定義Lyapunov方程為

因?yàn)闄C(jī)械時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于電氣時(shí)間常數(shù)，可以視轉(zhuǎn)速在一個(gè)周期內(nèi)不變，則由式(22)可得反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)誤差方程為

對(duì)式(28)求導(dǎo)可得

故根據(jù)Lyapunov穩(wěn)定性判據(jù)可知，本文設(shè)計(jì)的修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器是穩(wěn)定的.

3.4 轉(zhuǎn)子位置估計(jì)與補(bǔ)償

因擴(kuò)展反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值的幅值和相位會(huì)發(fā)生變化，故多數(shù)情況下可以通過反正切函數(shù)獲得轉(zhuǎn)子位置信息，即

在濾波環(huán)節(jié)使用了低通濾波器，其獲得的反電動(dòng)勢(shì)估計(jì)值分量會(huì)出現(xiàn)相位延遲的問題.因此，需要通過一定的角度補(bǔ)償來提高轉(zhuǎn)子位置的估計(jì)精度，即

通過對(duì)式(32)進(jìn)行微分運(yùn)算，可得到PMSM的電角速度表達(dá)式，進(jìn)而得到電機(jī)轉(zhuǎn)速信息.電角速度表達(dá)式為

綜上所述，兩級(jí)濾波滑模觀測(cè)器原理如圖6所示.

圖6 兩級(jí)濾波滑模觀測(cè)器原理圖Fig.6 Schematic diagram of SMO based on two-stage filter

4 仿真實(shí)驗(yàn)

通過MATLAB/Simulink仿真來驗(yàn)證本文提出控制策略的優(yōu)越性和合理性.控制方案采取基于id=0的矢量控制.將本文提出的混合控制策略(圖中均稱為混合控制策略)和只經(jīng)一次低通濾波器濾波的傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器控制策略進(jìn)行仿真對(duì)比.其中，本文提出的混合控制策略系統(tǒng)控制模型如圖7所示;仿真實(shí)驗(yàn)中電機(jī)參數(shù)如表2所示.

圖7 混合控制策略系統(tǒng)原理圖Fig.7 Schematic diagram of system in the hybrid control strategy

其中，基于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器的PMSM控制系統(tǒng)參數(shù)如下:kp=1，ki=0.2，ωc=20000，ks=200.在本文控制策略中，趨近率參數(shù)k=500，ε為模糊算法自整定參數(shù);兩級(jí)濾波滑模觀測(cè)器參數(shù):ks=200，kf=8，ke=3000，Kl=1000.

表2 永磁同步電機(jī)參數(shù)Table 2 Parameters of the PMSM

為檢驗(yàn)本文控制策略的啟動(dòng)性能和抗擾動(dòng)性能，電機(jī)采用空載啟動(dòng)方式，給定轉(zhuǎn)速1000 r/min;在0.07 s時(shí)轉(zhuǎn)速提高到1200 r/min;0.14 s 時(shí)負(fù)載轉(zhuǎn)矩提高到5 N·m.

由圖8-9可知，經(jīng)兩級(jí)濾波后，本文觀測(cè)器的α軸反電動(dòng)勢(shì)失真程度均低于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器，且改進(jìn)后觀測(cè)器的α軸反電動(dòng)勢(shì)更接近正弦波.

圖8 傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器α軸反電動(dòng)勢(shì)Fig.8 Back-EMF of traditional SMO in α axis

圖9 兩級(jí)濾波觀測(cè)器α軸反電動(dòng)勢(shì)Fig.9 Back-EMF of the two-stage filter observer in α axis

由圖10-11可知，相比于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器，混合控制策略的轉(zhuǎn)速響應(yīng)在0.07 s時(shí)，響應(yīng)時(shí)間出現(xiàn)微量延長(zhǎng)(延長(zhǎng)時(shí)間約在2×10-3s)，但整體轉(zhuǎn)速響應(yīng)更加穩(wěn)定，抖振問題被有效抑制，在啟動(dòng)時(shí)能夠更加快速穩(wěn)定于給定轉(zhuǎn)速，應(yīng)對(duì)擾動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)速波動(dòng)幅度更小.

由圖12-13可知，傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速誤差在－8～10 r/min之間劇烈抖動(dòng)，抖振明顯;然而在混合控制策略中，穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)速誤差范圍在－2～3 r/min之間，抖振有明顯削弱，且應(yīng)對(duì)外部擾動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)速誤差變化較低.故本文混合控制策略的轉(zhuǎn)速估計(jì)精度和魯棒性整體優(yōu)于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器.

圖10 傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器觀測(cè)轉(zhuǎn)速變化Fig.10 Observed speed variation of tradition SMO

圖11 混合控制策略觀測(cè)轉(zhuǎn)速變化Fig.11 Observed speed variation of the hybrid control strategy

圖12 傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器轉(zhuǎn)速誤差變化Fig.12 Speed error variation of traditional SMO

圖13 混合控制策略轉(zhuǎn)速誤差變化Fig.13 Speed error variation of the hybrid control strategy

由圖14-15可知，傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器穩(wěn)態(tài)時(shí)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)十分明顯，在啟動(dòng)和受到擾動(dòng)時(shí)，轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)更為劇烈，且恢復(fù)穩(wěn)定時(shí)間較長(zhǎng).而混合控制策略轉(zhuǎn)矩響應(yīng)整體更加平穩(wěn)，無明顯脈動(dòng)，轉(zhuǎn)矩啟動(dòng)性能和抗擾動(dòng)性能均優(yōu)于傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器.

由圖16-17可知，傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器的電流響應(yīng)整體畸變率較高，在啟動(dòng)和受到擾動(dòng)時(shí)，恢復(fù)穩(wěn)定時(shí)間更長(zhǎng).而混合控制策略的三相電流能過快速趨近于正弦波，在轉(zhuǎn)速和轉(zhuǎn)矩突變時(shí)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能良好.

圖14 傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器轉(zhuǎn)矩變化Fig.14 Torque variation of traditional SMO

圖15 混合控制策略轉(zhuǎn)矩變化Fig.15 Torque variation of the hybrid control strategy

圖16 傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器三相電流變化Fig.16 Three-phase currents variation of traditional SMO

圖17 混合控制策略三相電流變化Fig.17 Three-phase currents variation of the hybrid control strategy

5 結(jié)論

本文設(shè)計(jì)了基于新型趨近率模糊積分滑模控制器和兩級(jí)濾波觀測(cè)器的PMSM混合控制策略.首先，設(shè)計(jì)了電機(jī)控制系統(tǒng)中的速度環(huán)，采用了新型趨近率和模糊控制，針對(duì)擾動(dòng)情況下，實(shí)現(xiàn)了趨近率參數(shù)自整定，并設(shè)計(jì)了積分滑模結(jié)構(gòu)，可有效減小滑模抖振和高頻噪聲的干擾，實(shí)現(xiàn)了對(duì)轉(zhuǎn)速的精確控制.

其次，在滑模觀測(cè)器中，采用了變截止頻率低通濾波器和修正反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)器對(duì)反電動(dòng)勢(shì)進(jìn)行兩級(jí)濾波，解決了傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器中，截止頻率為定值的低通濾波器在高頻分量變化時(shí)自適應(yīng)能力較差和紋波分量無法有效濾除的問題，有效提高了觀測(cè)器的自適應(yīng)能力，并濾除了觀測(cè)反電動(dòng)勢(shì)中的高頻分量和紋波分量，提高了反電動(dòng)勢(shì)觀測(cè)精度;且通過對(duì)轉(zhuǎn)子位置的合理補(bǔ)償，有效提高了轉(zhuǎn)子位置估計(jì)精度.

最后，通過與傳統(tǒng)滑模觀測(cè)器控制策略進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)對(duì)比.可以看出本文提出的混合控制策略有效抑制轉(zhuǎn)速響應(yīng)的超調(diào)和抖振，有效改善轉(zhuǎn)矩響應(yīng)的脈動(dòng)現(xiàn)象，且三相電流能夠快速趨近于正弦波，驗(yàn)證了本文混合控制策略的優(yōu)越性.但控制系統(tǒng)的復(fù)雜性有所增加，致使系統(tǒng)運(yùn)算時(shí)間有微量延長(zhǎng).下一步筆者擬采用高性能DSP芯片實(shí)現(xiàn)本文提出的控制策略，以改善因控制系統(tǒng)增加復(fù)雜性所導(dǎo)致的運(yùn)算時(shí)間延長(zhǎng)問題.

筆者的主要目的是針對(duì)永磁同步電機(jī)的無位置傳感器控制在伺服領(lǐng)域的應(yīng)用，提出一種有效的控制策略;同時(shí)也希望為后期大功率永磁同步電機(jī)在軌道交通運(yùn)輸領(lǐng)域的應(yīng)用提供探索.