嚴(yán)志星，徐銘康，孫劼，陳淵睿

(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院，廣東 廣州 510641；2.國網(wǎng)浙江省電力有限公司臺(tái)州供電公司，浙江 臺(tái)州 318000)

利用儲(chǔ)能裝置優(yōu)化可再生能源接入微電網(wǎng)時(shí)的功率不平衡問題，是國內(nèi)外工業(yè)界與學(xué)術(shù)界研究的熱點(diǎn)[1-3]。低壓儲(chǔ)能裝置一般由蓄電池或者超級(jí)電容組組成，其電壓通常在40～60 V。作為低壓儲(chǔ)能裝置和400 V高壓直流母線的接口以及微電網(wǎng)的硬件基礎(chǔ)，高增益雙向DC/DC變流器在微電網(wǎng)中是不可或缺的[4-7]。

高增益雙向DC/DC變流器一般分為隔離型和非隔離型[8]。在隔離型變流器中，變壓器漏感會(huì)造成嚴(yán)重的電壓尖峰，這會(huì)損壞器件并降低變流器效率[9]。相比較而言，非隔離型變流器具有效率高、成本低、控制簡便的優(yōu)點(diǎn)[10]。因此，在直流微電網(wǎng)中不需要電氣隔離的場合(如電力彈簧[11]等)，可以優(yōu)先采用非隔離型變流器。傳統(tǒng)的半橋結(jié)構(gòu)是最簡單的非隔離型雙向變流器，但反并聯(lián)二極管的反向恢復(fù)問題限制了電壓增益[12]。非隔離型變流器中，通常采用開關(guān)電容電路[13-14]、耦合電感電路[15-16]、內(nèi)置變壓器電路[17-18]進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高電壓增益。開關(guān)電容電路具有體積小、功率密度高、電壓應(yīng)力低、電壓增益高等優(yōu)點(diǎn)。然而，由于在低壓側(cè)存在電流過沖，開關(guān)電容電路僅適用于小功率場合[15]。與此同時(shí)，耦合電感電路先將能量存儲(chǔ)到磁性器件中，再通過另一個(gè)繞組釋放能量，從而實(shí)現(xiàn)增益高的優(yōu)點(diǎn)[16]。內(nèi)置變壓器由于存在磁通平衡的特點(diǎn)，可以使用較小的磁心并避免出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象[17]。

另一方面，隨著儲(chǔ)能裝置功率等級(jí)的提高，儲(chǔ)能側(cè)的電流和電流紋波隨之增大[19]，而較大的電流紋波會(huì)縮短儲(chǔ)能元件的使用壽命[20]；因此，多相交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)受到了眾多學(xué)者的關(guān)注，因?yàn)槠淇梢酝ㄟ^交錯(cuò)技術(shù)減少儲(chǔ)能元件側(cè)的電流紋波，并通過并聯(lián)技術(shù)減小開關(guān)器件的電流應(yīng)力。文獻(xiàn)[15]提出了一種儲(chǔ)能側(cè)采用交錯(cuò)并聯(lián)耦合電感電路、高壓側(cè)采用開關(guān)電容電路升壓的變流器；但該變流器中耦合電感的耦合系數(shù)為特定值，在實(shí)際工程中設(shè)計(jì)困難。文獻(xiàn)[17]提出將內(nèi)置變壓器電路放置在交錯(cuò)并聯(lián)的Buck-boost電路和一個(gè)半橋電路中，從而得到電壓增益高、全范圍軟開關(guān)的優(yōu)點(diǎn)；但由于其不具備電壓調(diào)節(jié)能力，不適合應(yīng)用在微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置中的雙向變流器。文獻(xiàn)[21]中提出了一種基于耦合電感電路的混合型雙向變流器，但其控制方式復(fù)雜。

基于上述分析，本文提出一種應(yīng)用在微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的新型雙向變流器。該變流器具有電壓增益高、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小、控制簡便的優(yōu)點(diǎn)。通過采用兩相交錯(cuò)技術(shù)，使低壓儲(chǔ)能側(cè)的電流紋波大幅減少；通過采用合理的并聯(lián)方式，使低壓儲(chǔ)能側(cè)的開關(guān)管電流應(yīng)力減??；通過將輔助三電平電路集成到一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路中，可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)電壓增益高和器件應(yīng)力低；除此之外，變壓器兩側(cè)的電壓可以在較寬的低壓側(cè)電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)電壓匹配，在不同的電壓增益下均具有較高的轉(zhuǎn)換效率。

1 雙向變流器結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 雙向變流器結(jié)構(gòu)

本文提出的雙向變流器如圖1所示，其中包含一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路和一個(gè)輔助三電平電路，通過一個(gè)內(nèi)置變壓器將它們集成到一起。圖1中：UL為儲(chǔ)能電池側(cè)電壓；UH為400 V直流母線電壓；iH為直流母線側(cè)電流；L1、L2為儲(chǔ)能側(cè)濾波電感值；內(nèi)置變壓器的變比n=N1/N2；Lr為變壓器原邊的漏感和額外的電感值之和，iLr為漏感電流；Lm為變壓器副邊的等效勵(lì)磁電感值，iLm為勵(lì)感電流；C1、C2、C3分別為箝位電容器C1、C2、C3的電容值；iL1、iL2為儲(chǔ)能側(cè)濾波電感的電流；iL為儲(chǔ)能電池側(cè)的電流；S1—S8為開關(guān)管。變壓器原邊a、b兩點(diǎn)之間的電壓和副邊c、d兩點(diǎn)之間的電壓分別定義為uab和ucd，變壓器原、副邊的電壓都為三電平波形。由于所提出的雙向變流器可以實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳遞，將能量流從UL傳遞至UH定義為放電模式，反之為充電模式。

圖1 本文提出的雙向變流器電路圖Fig.1 Circuit diagram of the proposed bidirectional converter

圖2顯示了所提出雙向變流器在放電模式時(shí)的關(guān)鍵工作波形及相應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。圖2中：θ為角度；θ0—θ8為開關(guān)管開關(guān)瞬間導(dǎo)通角；φ為uab和ucd之間的移相角，即S2和S3之間的移相角；D為開關(guān)管S1和S7的占空比，S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)180°；開關(guān)管S6和S8具有相同的占空比D，S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)180°；S2、S4和分別與S1、S7互補(bǔ)導(dǎo)通，S3、S5分別與S6、S8互補(bǔ)導(dǎo)通。傳輸功率可以通過調(diào)節(jié)φ而改變化。由于儲(chǔ)能電池的電壓是隨電量而波動(dòng)的，當(dāng)儲(chǔ)能側(cè)的電壓變化時(shí)，調(diào)節(jié)占空比D就可以使UC1=n(UH-UC1)/2(其中UC1為電容器C1上的電壓)，從而實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器原、副邊的電壓匹配，提高轉(zhuǎn)換效率。

圖2 雙向變流器放電模式時(shí)的關(guān)鍵波形Fig.2 Key operating waveforms of the proposed converter in discharging mode

1.2 工作原理

如圖2所示，變流器的一個(gè)工作周期可以分為16個(gè)工作模態(tài)。由于模態(tài)是對(duì)稱的，下文僅對(duì)半個(gè)周期的工作模態(tài)(θ0—θ8)進(jìn)行分析。

工作模態(tài)1(在θ0之前)：如圖3(a)所示，S1、S4、S5、S6導(dǎo)通。C1上的電壓為UC1；C2和C3上的電壓為(UH-UC1)/2；uab和ucd的電壓幅值分別為-UC1和-(UH-UC1)/2；由于實(shí)現(xiàn)了變壓器兩側(cè)電壓匹配，漏感電流iLr的斜率為0；勵(lì)感電流iLm線性上升。

工作模態(tài)2(θ0—θ1)：如圖3(b)所示，S4關(guān)斷。iL2和iLr的電流之和給S7的結(jié)電容放電并給S4的結(jié)電容充電，直到S7的結(jié)電容Cs7徹底放電；S7的體二極管導(dǎo)通。

工作模態(tài)3(θ1—θ2)：如圖3(c)所示，S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來，實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值變?yōu)?；ucd的電壓幅值保持-(UH-UC1)/2；可得漏感電流

(1)

式中Ts為一個(gè)工作周期。

工作模態(tài)4(θ2—θ3)：如圖3(d)所示，S5關(guān)斷。iLm和niLr的電流之差給S8的結(jié)電容放電并給S5的結(jié)電容充電，直到S8的結(jié)電容Cs8徹底放電；S8的體二極管導(dǎo)通。

工作模態(tài)5(θ3—θ4)：如圖3(e)所示，S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來，實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值保持為0；ucd的電壓幅值變?yōu)?；可得漏感電流

iLr(θ)=0,θ∈(θ2,θ4].

(2)

工作模態(tài)6(θ4—θ5)：如圖3(f)所示，S1關(guān)斷。iL1和iLr的電流之差給S2的結(jié)電容放電并給S1的結(jié)電容充電，直到S2的結(jié)電容Cs2徹底放電；S2的體二極管導(dǎo)通。

工作模態(tài)7(θ5—θ6)：如圖3(g)所示，S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來，實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值變?yōu)閁C1；ucd的電壓幅值保持為0；可得漏感電流

(3)

工作模態(tài)8(θ6—θ7)：如圖3(h)所示，S6關(guān)斷。iLm和niLr的電流之和給S3的結(jié)電容放電并給S6的結(jié)電容充電，直到S3的結(jié)電容Cs3徹底放電；S3的體二極管導(dǎo)通。

工作模態(tài)9(θ7—θ8)：如圖3(i)所示，S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來，實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值保持為UC1；ucd的電壓幅值變?yōu)?UH-UC1)/2；可得漏感電流

圖3 雙向變流器放電模式時(shí)的工作模態(tài)Fig.3 Operation mode of the proposed converter in discharging mode

iLr(θ)=iLr(θ6) ，θ∈(θ6,θ8].

(4)

漏感電流iLr的斜率保持為0，即內(nèi)置變壓器始終保持兩側(cè)電壓匹配，從而確保循環(huán)電流小、所有開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。在充電模式下，變流器的工作原理與放電模式相似，此處不再贅述。

2 雙向變流器穩(wěn)態(tài)分析

基于上文的工作模態(tài)分析，變壓器原邊uab的電壓幅值計(jì)算公式可推導(dǎo)為

(5)

變壓器副邊ucd的電壓幅值計(jì)算公式可推導(dǎo)為

(6)

根據(jù)式(5)和式(6)可以得到變流器的電壓增益

(7)

根據(jù)圖2，移相角可通過占空比D進(jìn)行表示：

(8)

基于工作模態(tài)的分析，可以得到傳輸功率

(9)

基于式(9)，得到傳輸功率P與占空比D、移相角φ的關(guān)系如圖4所示。在實(shí)現(xiàn)電壓匹配后，可通過UL和UH固定占空比D，P隨著φ單調(diào)變化；因此，控制方式分為電壓匹配控制和功率流動(dòng)控制2個(gè)部分。圖5為系統(tǒng)的控制框圖，其中Pref為所傳輸功率的參考值。首先，電壓匹配控制部分通過UL和UH得到D的值；然后，功率流動(dòng)部分通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)整φ，實(shí)現(xiàn)單一變量調(diào)節(jié)P；最后，利用所得到的D和φ，根據(jù)如圖2所示的關(guān)鍵波形進(jìn)行PWM，從而得到開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖5 系統(tǒng)控制框圖Fig.5 System control block diagram

圖4 傳輸功率P與占空比D、移相角φ的關(guān)系Fig.4 Relationships between transmission power P and duty ration D and phase shifting angle φ

本文所采用的控制方法不僅實(shí)現(xiàn)了占空比D和移相角φ之間耦合關(guān)系的解耦，還具有單變量控制的特點(diǎn)，通過占空比實(shí)現(xiàn)電壓匹配控制，通過移相角實(shí)現(xiàn)功率流動(dòng)控制。

3 與現(xiàn)有雙向變流器的對(duì)比

將本文所述應(yīng)用于微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的雙向變流器與傳統(tǒng)半橋變換器、隔離全橋變換器以及文獻(xiàn)[15-17]中提出的新型儲(chǔ)能變流器進(jìn)行性能對(duì)比，結(jié)果見表1。文獻(xiàn)[15]采用耦合電感電路與開關(guān)電容電路串聯(lián)，具有電壓增益高的優(yōu)點(diǎn)，但其不具備軟開關(guān)的性能。文獻(xiàn)[16]在2個(gè)傳統(tǒng)半橋變換器中引入耦合電感電路，在實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的同時(shí)也具有電壓增益高的優(yōu)點(diǎn)，但是其沒有交錯(cuò)結(jié)構(gòu)，低壓側(cè)電流紋波較大。文獻(xiàn)[17]將內(nèi)置變壓器應(yīng)用在3個(gè)傳統(tǒng)半橋變換器中，同時(shí)兼具電壓增益高、低壓側(cè)電流紋波小的優(yōu)點(diǎn)，但其電壓調(diào)節(jié)范圍窄，當(dāng)儲(chǔ)能電池電壓變化時(shí)，該變流器會(huì)丟失軟開關(guān)而且效率會(huì)嚴(yán)重下降。

表1 不同雙向變流器的性能對(duì)比Tab.1 Properties comparison of different bidirectional converters

通過在開關(guān)管數(shù)量、低壓側(cè)交錯(cuò)相數(shù)、理論電壓增益、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍、理論軟開關(guān)范圍和儲(chǔ)能側(cè)電流紋波方面的對(duì)比，可以看出本文所提出的變流器具有電壓增益高、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小等優(yōu)點(diǎn)。除此之外，本文所提出的變流器與文獻(xiàn)[17]的電壓增益相同，但文獻(xiàn)[17]所提出的變流器只可以在特定的占空比實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器的電壓匹配，因此其儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍窄，當(dāng)儲(chǔ)能側(cè)電池電量變化時(shí)(即電池電壓變化時(shí))，該變流器會(huì)丟失軟開關(guān)且效率下降。綜上，本文所述的雙向變流器更適用于作為儲(chǔ)能裝置和高壓直流母線的接口。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

制作一臺(tái)1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，用以驗(yàn)證所提出變流器的可行性。樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)硬件結(jié)構(gòu)如圖6所示，相關(guān)實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表2，其中頻率fs=1/Ts。開關(guān)管S1、S2、S4、S6、S7、S8型號(hào)為IRFP4668，S3、S5型號(hào)為IRFP360。

表2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)Tab.2 Parameters of experimental prototype

圖6 實(shí)驗(yàn)硬件結(jié)構(gòu)Fig.6 Experimental hardware structure

實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在額定功率下的實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。由圖7可以明顯觀察到實(shí)驗(yàn)中實(shí)現(xiàn)了電壓匹配，即當(dāng)uab=nucd時(shí)漏感電流的斜率為0。除此之外，根據(jù)圖5，當(dāng)電壓匹配控制部分通過兩側(cè)電壓得到占空比D的值之后，功率P的調(diào)節(jié)通過調(diào)整移相角φ來實(shí)現(xiàn)。由圖7可以看出，在不同占空比D、相同傳輸功率P時(shí)，移相角φ的變化不大，與圖4吻合。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所采用的控制方法不僅實(shí)現(xiàn)了占空比D和移相角φ在調(diào)節(jié)傳輸功率P時(shí)的解耦，還實(shí)現(xiàn)了電壓匹配和功率傳輸兩者單變量控制，電壓匹配通過調(diào)節(jié)占空比實(shí)現(xiàn)，功率流動(dòng)通過調(diào)節(jié)移相角實(shí)現(xiàn)。

圖7 變壓器兩側(cè)電壓與漏感電流波形Fig.7 Voltage waveforms on both sides of transformer and leakage inductance current waveforms

圖8為充電模式下，低壓側(cè)電壓UL=50 V時(shí)，低壓側(cè)電流波形和電感L1、L2的仿真電流波形?？梢钥闯?，在兩相交錯(cuò)的情況下，低壓側(cè)電流紋波大幅減少，并且紋波頻率變?yōu)樵瓉淼?倍，從而可以減少儲(chǔ)能側(cè)濾波器，延長儲(chǔ)能元件的使用壽命。

圖8 低壓側(cè)電流紋波波形Fig.8 Waveforms of current ripple at the low voltage side

圖9為在不同儲(chǔ)能側(cè)電壓下所測量的實(shí)驗(yàn)效率η。可以發(fā)現(xiàn)，在相同儲(chǔ)能側(cè)電壓和傳輸功率下，放電模式和充電模式的效率是接近的，這表明所提出雙向變流器的效率與功率流動(dòng)的方向無關(guān)。除此之外，傳輸相同的功率時(shí)，在不同的儲(chǔ)能側(cè)電壓下效率變化不大，這表明所提出雙向變流器的儲(chǔ)能側(cè)電壓可變化范圍較寬，適合應(yīng)用在儲(chǔ)能裝置中。

圖9 不同儲(chǔ)能側(cè)電壓UL下的效率曲線Fig.9 Efficiency curves under different UL voltages

5 結(jié)束語

本文提出了一種用于微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的新型雙向變流器。通過將一個(gè)輔助三電平電路與一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路集成在一起，可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)電壓增益高和儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小的優(yōu)點(diǎn)。通過2個(gè)電路的串聯(lián)，降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。根據(jù)變流器兩側(cè)電壓調(diào)節(jié)占空比，可以實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器的電壓匹配，從而降低循環(huán)電流，提高轉(zhuǎn)換效率，并實(shí)現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)。當(dāng)電壓匹配控制部分通過兩側(cè)電壓得到占空比的值之后，功率的調(diào)節(jié)通過調(diào)整移相角來實(shí)現(xiàn)。與現(xiàn)有的雙向變流器相比，本文所述變流器具有電壓增益高、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小等優(yōu)點(diǎn)。最后，設(shè)計(jì)了1臺(tái)儲(chǔ)能側(cè)電壓40～60 V、高壓直流母線側(cè)電壓400 V、額定功率1 kW的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，結(jié)果表明本文所述變流器適用于作為儲(chǔ)能裝置和高壓直流母線接口。