嚴(yán)志星,徐銘康,孫劼,陳淵睿
(1.華南理工大學(xué) 電力學(xué)院,廣東 廣州 510641;2.國網(wǎng)浙江省電力有限公司臺(tái)州供電公司,浙江 臺(tái)州 318000)
利用儲(chǔ)能裝置優(yōu)化可再生能源接入微電網(wǎng)時(shí)的功率不平衡問題,是國內(nèi)外工業(yè)界與學(xué)術(shù)界研究的熱點(diǎn)[1-3]。低壓儲(chǔ)能裝置一般由蓄電池或者超級(jí)電容組組成,其電壓通常在40~60 V。作為低壓儲(chǔ)能裝置和400 V高壓直流母線的接口以及微電網(wǎng)的硬件基礎(chǔ),高增益雙向DC/DC變流器在微電網(wǎng)中是不可或缺的[4-7]。
高增益雙向DC/DC變流器一般分為隔離型和非隔離型[8]。在隔離型變流器中,變壓器漏感會(huì)造成嚴(yán)重的電壓尖峰,這會(huì)損壞器件并降低變流器效率[9]。相比較而言,非隔離型變流器具有效率高、成本低、控制簡便的優(yōu)點(diǎn)[10]。因此,在直流微電網(wǎng)中不需要電氣隔離的場合(如電力彈簧[11]等),可以優(yōu)先采用非隔離型變流器。傳統(tǒng)的半橋結(jié)構(gòu)是最簡單的非隔離型雙向變流器,但反并聯(lián)二極管的反向恢復(fù)問題限制了電壓增益[12]。非隔離型變流器中,通常采用開關(guān)電容電路[13-14]、耦合電感電路[15-16]、內(nèi)置變壓器電路[17-18]進(jìn)一步實(shí)現(xiàn)高電壓增益。開關(guān)電容電路具有體積小、功率密度高、電壓應(yīng)力低、電壓增益高等優(yōu)點(diǎn)。然而,由于在低壓側(cè)存在電流過沖,開關(guān)電容電路僅適用于小功率場合[15]。與此同時(shí),耦合電感電路先將能量存儲(chǔ)到磁性器件中,再通過另一個(gè)繞組釋放能量,從而實(shí)現(xiàn)增益高的優(yōu)點(diǎn)[16]。內(nèi)置變壓器由于存在磁通平衡的特點(diǎn),可以使用較小的磁心并避免出現(xiàn)磁飽和現(xiàn)象[17]。
另一方面,隨著儲(chǔ)能裝置功率等級(jí)的提高,儲(chǔ)能側(cè)的電流和電流紋波隨之增大[19],而較大的電流紋波會(huì)縮短儲(chǔ)能元件的使用壽命[20];因此,多相交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)受到了眾多學(xué)者的關(guān)注,因?yàn)槠淇梢酝ㄟ^交錯(cuò)技術(shù)減少儲(chǔ)能元件側(cè)的電流紋波,并通過并聯(lián)技術(shù)減小開關(guān)器件的電流應(yīng)力。文獻(xiàn)[15]提出了一種儲(chǔ)能側(cè)采用交錯(cuò)并聯(lián)耦合電感電路、高壓側(cè)采用開關(guān)電容電路升壓的變流器;但該變流器中耦合電感的耦合系數(shù)為特定值,在實(shí)際工程中設(shè)計(jì)困難。文獻(xiàn)[17]提出將內(nèi)置變壓器電路放置在交錯(cuò)并聯(lián)的Buck-boost電路和一個(gè)半橋電路中,從而得到電壓增益高、全范圍軟開關(guān)的優(yōu)點(diǎn);但由于其不具備電壓調(diào)節(jié)能力,不適合應(yīng)用在微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置中的雙向變流器。文獻(xiàn)[21]中提出了一種基于耦合電感電路的混合型雙向變流器,但其控制方式復(fù)雜。
基于上述分析,本文提出一種應(yīng)用在微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的新型雙向變流器。該變流器具有電壓增益高、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小、控制簡便的優(yōu)點(diǎn)。通過采用兩相交錯(cuò)技術(shù),使低壓儲(chǔ)能側(cè)的電流紋波大幅減少;通過采用合理的并聯(lián)方式,使低壓儲(chǔ)能側(cè)的開關(guān)管電流應(yīng)力減??;通過將輔助三電平電路集成到一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路中,可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)電壓增益高和器件應(yīng)力低;除此之外,變壓器兩側(cè)的電壓可以在較寬的低壓側(cè)電壓范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)電壓匹配,在不同的電壓增益下均具有較高的轉(zhuǎn)換效率。
本文提出的雙向變流器如圖1所示,其中包含一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路和一個(gè)輔助三電平電路,通過一個(gè)內(nèi)置變壓器將它們集成到一起。圖1中:UL為儲(chǔ)能電池側(cè)電壓;UH為400 V直流母線電壓;iH為直流母線側(cè)電流;L1、L2為儲(chǔ)能側(cè)濾波電感值;內(nèi)置變壓器的變比n=N1/N2;Lr為變壓器原邊的漏感和額外的電感值之和,iLr為漏感電流;Lm為變壓器副邊的等效勵(lì)磁電感值,iLm為勵(lì)感電流;C1、C2、C3分別為箝位電容器C1、C2、C3的電容值;iL1、iL2為儲(chǔ)能側(cè)濾波電感的電流;iL為儲(chǔ)能電池側(cè)的電流;S1—S8為開關(guān)管。變壓器原邊a、b兩點(diǎn)之間的電壓和副邊c、d兩點(diǎn)之間的電壓分別定義為uab和ucd,變壓器原、副邊的電壓都為三電平波形。由于所提出的雙向變流器可以實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳遞,將能量流從UL傳遞至UH定義為放電模式,反之為充電模式。
圖1 本文提出的雙向變流器電路圖Fig.1 Circuit diagram of the proposed bidirectional converter
圖2顯示了所提出雙向變流器在放電模式時(shí)的關(guān)鍵工作波形及相應(yīng)的開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。圖2中:θ為角度;θ0—θ8為開關(guān)管開關(guān)瞬間導(dǎo)通角;φ為uab和ucd之間的移相角,即S2和S3之間的移相角;D為開關(guān)管S1和S7的占空比,S1的驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)180°;開關(guān)管S6和S8具有相同的占空比D,S6的驅(qū)動(dòng)信號(hào)滯后S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)180°;S2、S4和分別與S1、S7互補(bǔ)導(dǎo)通,S3、S5分別與S6、S8互補(bǔ)導(dǎo)通。傳輸功率可以通過調(diào)節(jié)φ而改變化。由于儲(chǔ)能電池的電壓是隨電量而波動(dòng)的,當(dāng)儲(chǔ)能側(cè)的電壓變化時(shí),調(diào)節(jié)占空比D就可以使UC1=n(UH-UC1)/2(其中UC1為電容器C1上的電壓),從而實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器原、副邊的電壓匹配,提高轉(zhuǎn)換效率。
圖2 雙向變流器放電模式時(shí)的關(guān)鍵波形Fig.2 Key operating waveforms of the proposed converter in discharging mode
如圖2所示,變流器的一個(gè)工作周期可以分為16個(gè)工作模態(tài)。由于模態(tài)是對(duì)稱的,下文僅對(duì)半個(gè)周期的工作模態(tài)(θ0—θ8)進(jìn)行分析。
工作模態(tài)1(在θ0之前):如圖3(a)所示,S1、S4、S5、S6導(dǎo)通。C1上的電壓為UC1;C2和C3上的電壓為(UH-UC1)/2;uab和ucd的電壓幅值分別為-UC1和-(UH-UC1)/2;由于實(shí)現(xiàn)了變壓器兩側(cè)電壓匹配,漏感電流iLr的斜率為0;勵(lì)感電流iLm線性上升。
工作模態(tài)2(θ0—θ1):如圖3(b)所示,S4關(guān)斷。iL2和iLr的電流之和給S7的結(jié)電容放電并給S4的結(jié)電容充電,直到S7的結(jié)電容Cs7徹底放電;S7的體二極管導(dǎo)通。
工作模態(tài)3(θ1—θ2):如圖3(c)所示,S7的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來,實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值變?yōu)?;ucd的電壓幅值保持-(UH-UC1)/2;可得漏感電流
(1)
式中Ts為一個(gè)工作周期。
工作模態(tài)4(θ2—θ3):如圖3(d)所示,S5關(guān)斷。iLm和niLr的電流之差給S8的結(jié)電容放電并給S5的結(jié)電容充電,直到S8的結(jié)電容Cs8徹底放電;S8的體二極管導(dǎo)通。
工作模態(tài)5(θ3—θ4):如圖3(e)所示,S8的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來,實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值保持為0;ucd的電壓幅值變?yōu)?;可得漏感電流
iLr(θ)=0,θ∈(θ2,θ4].
(2)
工作模態(tài)6(θ4—θ5):如圖3(f)所示,S1關(guān)斷。iL1和iLr的電流之差給S2的結(jié)電容放電并給S1的結(jié)電容充電,直到S2的結(jié)電容Cs2徹底放電;S2的體二極管導(dǎo)通。
工作模態(tài)7(θ5—θ6):如圖3(g)所示,S2的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來,實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值變?yōu)閁C1;ucd的電壓幅值保持為0;可得漏感電流
(3)
工作模態(tài)8(θ6—θ7):如圖3(h)所示,S6關(guān)斷。iLm和niLr的電流之和給S3的結(jié)電容放電并給S6的結(jié)電容充電,直到S3的結(jié)電容Cs3徹底放電;S3的體二極管導(dǎo)通。
工作模態(tài)9(θ7—θ8):如圖3(i)所示,S3的驅(qū)動(dòng)信號(hào)到來,實(shí)現(xiàn)零電壓開通。uab的電壓幅值保持為UC1;ucd的電壓幅值變?yōu)?UH-UC1)/2;可得漏感電流
圖3 雙向變流器放電模式時(shí)的工作模態(tài)Fig.3 Operation mode of the proposed converter in discharging mode
iLr(θ)=iLr(θ6) ,θ∈(θ6,θ8].
(4)
漏感電流iLr的斜率保持為0,即內(nèi)置變壓器始終保持兩側(cè)電壓匹配,從而確保循環(huán)電流小、所有開關(guān)管均能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。在充電模式下,變流器的工作原理與放電模式相似,此處不再贅述。
基于上文的工作模態(tài)分析,變壓器原邊uab的電壓幅值計(jì)算公式可推導(dǎo)為
(5)
變壓器副邊ucd的電壓幅值計(jì)算公式可推導(dǎo)為
(6)
根據(jù)式(5)和式(6)可以得到變流器的電壓增益
(7)
根據(jù)圖2,移相角可通過占空比D進(jìn)行表示:
(8)
基于工作模態(tài)的分析,可以得到傳輸功率
(9)
基于式(9),得到傳輸功率P與占空比D、移相角φ的關(guān)系如圖4所示。在實(shí)現(xiàn)電壓匹配后,可通過UL和UH固定占空比D,P隨著φ單調(diào)變化;因此,控制方式分為電壓匹配控制和功率流動(dòng)控制2個(gè)部分。圖5為系統(tǒng)的控制框圖,其中Pref為所傳輸功率的參考值。首先,電壓匹配控制部分通過UL和UH得到D的值;然后,功率流動(dòng)部分通過PI調(diào)節(jié)器調(diào)整φ,實(shí)現(xiàn)單一變量調(diào)節(jié)P;最后,利用所得到的D和φ,根據(jù)如圖2所示的關(guān)鍵波形進(jìn)行PWM,從而得到開關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。
圖5 系統(tǒng)控制框圖Fig.5 System control block diagram
圖4 傳輸功率P與占空比D、移相角φ的關(guān)系Fig.4 Relationships between transmission power P and duty ration D and phase shifting angle φ
本文所采用的控制方法不僅實(shí)現(xiàn)了占空比D和移相角φ之間耦合關(guān)系的解耦,還具有單變量控制的特點(diǎn),通過占空比實(shí)現(xiàn)電壓匹配控制,通過移相角實(shí)現(xiàn)功率流動(dòng)控制。
將本文所述應(yīng)用于微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的雙向變流器與傳統(tǒng)半橋變換器、隔離全橋變換器以及文獻(xiàn)[15-17]中提出的新型儲(chǔ)能變流器進(jìn)行性能對(duì)比,結(jié)果見表1。文獻(xiàn)[15]采用耦合電感電路與開關(guān)電容電路串聯(lián),具有電壓增益高的優(yōu)點(diǎn),但其不具備軟開關(guān)的性能。文獻(xiàn)[16]在2個(gè)傳統(tǒng)半橋變換器中引入耦合電感電路,在實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)的同時(shí)也具有電壓增益高的優(yōu)點(diǎn),但是其沒有交錯(cuò)結(jié)構(gòu),低壓側(cè)電流紋波較大。文獻(xiàn)[17]將內(nèi)置變壓器應(yīng)用在3個(gè)傳統(tǒng)半橋變換器中,同時(shí)兼具電壓增益高、低壓側(cè)電流紋波小的優(yōu)點(diǎn),但其電壓調(diào)節(jié)范圍窄,當(dāng)儲(chǔ)能電池電壓變化時(shí),該變流器會(huì)丟失軟開關(guān)而且效率會(huì)嚴(yán)重下降。
表1 不同雙向變流器的性能對(duì)比Tab.1 Properties comparison of different bidirectional converters
通過在開關(guān)管數(shù)量、低壓側(cè)交錯(cuò)相數(shù)、理論電壓增益、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍、理論軟開關(guān)范圍和儲(chǔ)能側(cè)電流紋波方面的對(duì)比,可以看出本文所提出的變流器具有電壓增益高、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小等優(yōu)點(diǎn)。除此之外,本文所提出的變流器與文獻(xiàn)[17]的電壓增益相同,但文獻(xiàn)[17]所提出的變流器只可以在特定的占空比實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器的電壓匹配,因此其儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍窄,當(dāng)儲(chǔ)能側(cè)電池電量變化時(shí)(即電池電壓變化時(shí)),該變流器會(huì)丟失軟開關(guān)且效率下降。綜上,本文所述的雙向變流器更適用于作為儲(chǔ)能裝置和高壓直流母線的接口。
制作一臺(tái)1 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī),用以驗(yàn)證所提出變流器的可行性。樣機(jī)的實(shí)驗(yàn)硬件結(jié)構(gòu)如圖6所示,相關(guān)實(shí)驗(yàn)參數(shù)見表2,其中頻率fs=1/Ts。開關(guān)管S1、S2、S4、S6、S7、S8型號(hào)為IRFP4668,S3、S5型號(hào)為IRFP360。
表2 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)參數(shù)Tab.2 Parameters of experimental prototype
圖6 實(shí)驗(yàn)硬件結(jié)構(gòu)Fig.6 Experimental hardware structure
實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在額定功率下的實(shí)驗(yàn)波形如圖7所示。由圖7可以明顯觀察到實(shí)驗(yàn)中實(shí)現(xiàn)了電壓匹配,即當(dāng)uab=nucd時(shí)漏感電流的斜率為0。除此之外,根據(jù)圖5,當(dāng)電壓匹配控制部分通過兩側(cè)電壓得到占空比D的值之后,功率P的調(diào)節(jié)通過調(diào)整移相角φ來實(shí)現(xiàn)。由圖7可以看出,在不同占空比D、相同傳輸功率P時(shí),移相角φ的變化不大,與圖4吻合。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所采用的控制方法不僅實(shí)現(xiàn)了占空比D和移相角φ在調(diào)節(jié)傳輸功率P時(shí)的解耦,還實(shí)現(xiàn)了電壓匹配和功率傳輸兩者單變量控制,電壓匹配通過調(diào)節(jié)占空比實(shí)現(xiàn),功率流動(dòng)通過調(diào)節(jié)移相角實(shí)現(xiàn)。
圖7 變壓器兩側(cè)電壓與漏感電流波形Fig.7 Voltage waveforms on both sides of transformer and leakage inductance current waveforms
圖8為充電模式下,低壓側(cè)電壓UL=50 V時(shí),低壓側(cè)電流波形和電感L1、L2的仿真電流波形??梢钥闯?,在兩相交錯(cuò)的情況下,低壓側(cè)電流紋波大幅減少,并且紋波頻率變?yōu)樵瓉淼?倍,從而可以減少儲(chǔ)能側(cè)濾波器,延長儲(chǔ)能元件的使用壽命。
圖8 低壓側(cè)電流紋波波形Fig.8 Waveforms of current ripple at the low voltage side
圖9為在不同儲(chǔ)能側(cè)電壓下所測量的實(shí)驗(yàn)效率η。可以發(fā)現(xiàn),在相同儲(chǔ)能側(cè)電壓和傳輸功率下,放電模式和充電模式的效率是接近的,這表明所提出雙向變流器的效率與功率流動(dòng)的方向無關(guān)。除此之外,傳輸相同的功率時(shí),在不同的儲(chǔ)能側(cè)電壓下效率變化不大,這表明所提出雙向變流器的儲(chǔ)能側(cè)電壓可變化范圍較寬,適合應(yīng)用在儲(chǔ)能裝置中。
圖9 不同儲(chǔ)能側(cè)電壓UL下的效率曲線Fig.9 Efficiency curves under different UL voltages
本文提出了一種用于微電網(wǎng)儲(chǔ)能裝置的新型雙向變流器。通過將一個(gè)輔助三電平電路與一對(duì)交錯(cuò)半橋雙向電路集成在一起,可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)電壓增益高和儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小的優(yōu)點(diǎn)。通過2個(gè)電路的串聯(lián),降低了開關(guān)管的電壓應(yīng)力。根據(jù)變流器兩側(cè)電壓調(diào)節(jié)占空比,可以實(shí)現(xiàn)內(nèi)置變壓器的電壓匹配,從而降低循環(huán)電流,提高轉(zhuǎn)換效率,并實(shí)現(xiàn)全范圍的軟開關(guān)。當(dāng)電壓匹配控制部分通過兩側(cè)電壓得到占空比的值之后,功率的調(diào)節(jié)通過調(diào)整移相角來實(shí)現(xiàn)。與現(xiàn)有的雙向變流器相比,本文所述變流器具有電壓增益高、儲(chǔ)能側(cè)電壓調(diào)節(jié)范圍寬、全范圍軟開關(guān)、儲(chǔ)能側(cè)電流紋波小等優(yōu)點(diǎn)。最后,設(shè)計(jì)了1臺(tái)儲(chǔ)能側(cè)電壓40~60 V、高壓直流母線側(cè)電壓400 V、額定功率1 kW的樣機(jī)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,結(jié)果表明本文所述變流器適用于作為儲(chǔ)能裝置和高壓直流母線接口。