王子龍，高 鋒，熊 禹

（1.中國汽車技術(shù)研究中心，天津 300300； 2.重慶大學(xué)汽車工程學(xué)院，重慶 400044； 3.東風(fēng)柳州汽車有限公司，柳州 545005）

前言

與常規(guī)電器產(chǎn)品相比，電動汽車由于整車結(jié)構(gòu)復(fù)雜，電大（結(jié)構(gòu)尺寸大于波長的1／10）與電小結(jié)構(gòu)共存，干擾源和敏感設(shè)備種類眾多，耦合途徑復(fù)雜多樣，很難建立起兼顧精度和效率的計算模型，導(dǎo)致整車電磁兼容性（electromagnetic compatibility，EMC）的設(shè)計、優(yōu)化和改進均非常困難［1］。近年來，電動化、智能化、網(wǎng)聯(lián)化和共享化成為汽車產(chǎn)業(yè)變革的核心，也是解決交通安全、擁堵和環(huán)境問題的關(guān)鍵技術(shù)路徑［2－3］。電動化產(chǎn)生的高電壓和大電流，智能化所需的高帶寬網(wǎng)絡(luò)和高性能計算，網(wǎng)聯(lián)化帶來的車內(nèi)射頻系統(tǒng)密集化，使電動汽車的EMC問題更加突出［4－5］。如何控制電動汽車高壓系統(tǒng)的 EMC性能已成為關(guān)注重點［6－7］，我國也頒布了針對高壓系統(tǒng)低頻輻射的標準GB 18387。

為提高電動汽車 EMC性能，文獻［8］和文獻［9］中以其電動汽車為對象探討了整車低頻輻射發(fā)射超標的實驗改進方法。文獻［10］中則對常見的電磁干擾（electromagnetic interference，EMI）定位方法和改進措施進行了總結(jié)。除整車設(shè)計外，降低高壓系統(tǒng)關(guān)鍵部件的EMI也是控制整車輻射發(fā)射的重點，如電機驅(qū)動系統(tǒng)［11］和電壓變換器［12－13］等。從汽車開發(fā)特點看，能越早發(fā)現(xiàn)EMC問題，解決問題可采取的方案越多，實施成本也越低［14－15］。上述成果主要針對特定對象，缺乏統(tǒng)一的系統(tǒng)性方法，且至少須完成樣機開發(fā)，問題定位和改進所需的成本較大［16－17］。

為此，有學(xué)者致力于探索整車級的EMI預(yù)測方法［18］。為實現(xiàn)輻射發(fā)射的預(yù)測，文獻［19］和文獻［20］中采用激勵端口到觀測端口的傳遞函數(shù)來表征傳遞特性，分別實現(xiàn)了線束和零部件屏蔽殼體泄露電流引起的和零部件引起的輻射預(yù)測。進一步，為實現(xiàn)端口阻抗與傳遞特性之間的解耦，從而達到分離建模的目的，文獻［14］中提出了基于多端口網(wǎng)絡(luò)理論的建模方法，并成功應(yīng)用于電動汽車低頻輻射發(fā)射預(yù)測［15］。上述研究主要關(guān)注于EMI預(yù)測的準確性，對于如何應(yīng)用EMI預(yù)測模型進行問題定位和改進鮮有研究。此外，當(dāng)干擾源、敏感設(shè)備和耦合路徑非常多時，將EMI相關(guān)的所有環(huán)節(jié)構(gòu)成整體進行建模所需的計算資源非常巨大，限制著仿真技術(shù)在整車EMC開發(fā)中的實際應(yīng)用。

本文中針對電動汽車低頻輻射發(fā)射問題，提出整車EMI的拓撲建模方法。該方法根據(jù)屏蔽水平，將整車分解為多個系統(tǒng)單獨建模，降低建模難度。根據(jù)端口連接關(guān)系構(gòu)造拓撲矩陣，實現(xiàn)整車EMI預(yù)測?；谠撃Ｐ停ㄟ^靈敏度和貢獻度的綜合分析，定位EMI干擾源，選擇EMI濾波器，使目標車型達到GB 18387《電動車輛的電磁場發(fā)射強度的限值和測量方法》要求。

1 EMI問題分析

1.1 問題描述

目標車型為一款三廂純電動汽車，根據(jù) GB 18387進行低頻輻射發(fā)射測試。電場合格，但車輛左右兩側(cè)X極化的磁場在18 MHz附近超標約10 dBμA／m，如圖1所示。

通過試驗方法進行改進，首先須多次測量不同零部件開閉情況下的輻射發(fā)射，通過對比不同組合工作條件下輻射量的變化進行初步排查。再進一步針對潛在干擾源逐一采用濾波器進行抑制，根據(jù)濾波前后的輻射衰減量確定改進對象和要求。改進過程非常費時，且無法提供有效的工程化改進措施。為此，本文中在對該問題進行初步分析的基礎(chǔ)上，提出一種基于模型的改進方法。

圖1 整車低頻磁場發(fā)射測試結(jié)果

圖2 高壓系統(tǒng)原理圖

1.2 潛在干擾源和路徑分析

低頻輻射發(fā)射主要由電動汽車高壓系統(tǒng)產(chǎn)生［10］。目標車型的高壓系統(tǒng)構(gòu)成如圖2所示（下文中變量的下標與圖中設(shè)備端口的編號一致），主要包括車載充電機、正溫度系數(shù)（positive temperature co-efficient heater，PTC）熱敏電阻、電池加熱器、壓縮機、驅(qū)動系統(tǒng)、動力電機、動力電池、電源分配單元（power distribution unit，PDU）和直流變換器（DC／DC）等。

實驗過程中，PTC熱敏電阻、車載充電機和壓縮機等處于非工作狀態(tài)，EMI主要來自于DC／DC和電驅(qū)動系統(tǒng)。其內(nèi)部功率器件的快速通斷產(chǎn)生高頻噪聲，并通過由車體和高壓線束構(gòu)成的天線向外輻射。由于高壓正極線和負極線平行走線，且高壓導(dǎo)線采用良好的屏蔽線，差模噪聲難以輻射，故建模時重點考慮高壓系統(tǒng)的共模噪聲引起的輻射發(fā)射。

此外，在PDU內(nèi)部（如圖3所示，下文中變量的下標與圖中設(shè)備端口的編號一致），高壓正負極線不再完全相鄰平行走線，且無屏蔽層。由于空間限制，在高壓線附近存在低壓控制線。這些低壓導(dǎo)線無任何屏蔽，且數(shù)量多，所以高壓系統(tǒng)的噪聲在PDU內(nèi)部極易耦合到低壓導(dǎo)線，從而通過低壓線束形成輻射。這也是本文考慮的因素之一。

圖3 PDU內(nèi)部原理圖

2 整車低頻輻射發(fā)射建模

基于1.2節(jié)的分析結(jié)果直接建模的難點在于：（1）EMI在端口間的傳遞特性受端口連接負載的阻抗特性影響，無論通過仿真或?qū)嵻嚋y試，都難以在實際負載阻抗條件下獲取傳遞特性；（2）PDU內(nèi)部的高壓正負極線等線束不再滿足沿長度方向截面均一的假設(shè)，無法使用傳輸線理論進行簡化處理。導(dǎo)線在截面上的小尺寸導(dǎo)致網(wǎng)格數(shù)量巨大，難以直接對整車EMI模型進行數(shù)值求解。為此，本文中利用PDU外殼的良好屏蔽性，實現(xiàn)EMI模型分解。針對單個系統(tǒng)，提出基于阻抗參數(shù)的耦合特性表征方法，實現(xiàn)端口阻抗與傳遞特性的解耦。

2.1 EMI拓撲建模

由于PDU的外殼為良導(dǎo)體，且與車身良好接地，難以通過殼體本身形成輻射。電磁噪聲主要通過PDU的連接線束進行傳輸。因此，將整車低頻輻射EMI模型分為如圖4所示的整車網(wǎng)絡(luò)和PDU網(wǎng)絡(luò)兩部分進行建模。前者反映測量天線與車體和高壓導(dǎo)線等之間的耦合特性；后者主要表征PDU內(nèi)部導(dǎo)線之間的耦合。等效轉(zhuǎn)換時根據(jù)對象的電尺寸不同進行分類處理：（1）對于電大結(jié)構(gòu)，無法忽略其自身的電磁效應(yīng)，集成到網(wǎng)絡(luò)中處理；（2）對于電小結(jié)構(gòu)，為降低求解難度，采用集總參數(shù)電路模型描述，作為網(wǎng)絡(luò)端口進行處理。拓撲模型中，各端口的編號同圖2和圖3。

圖4 整車低頻輻射發(fā)射拓撲模型

圖4中，U′i和 ZSi（i＝1，…，10）為網(wǎng)絡(luò)端口連接部件的等效激勵電壓和內(nèi)阻，Ui和Ii為網(wǎng)絡(luò)端口電壓和電流。為簡化處理：（1）文中統(tǒng)一采用戴維寧等效電路表征干擾源和敏感設(shè)備（敏感設(shè)備的激勵電壓為零）；（2）低頻輻射發(fā)射的測量天線視為敏感設(shè)備。圖4所示的EMI預(yù)測拓撲模型中的變量定義如下。

網(wǎng)絡(luò)端口變量：

式中：U、Uvec和Updu分別表示模型、整車網(wǎng)絡(luò)和PDU網(wǎng)絡(luò)的電壓；I、Ivec和Ipdu分別表示模型、整車網(wǎng)絡(luò)和PDU網(wǎng)絡(luò)的電流。

戴維寧等效電路參數(shù)：

式中：Zvec和Zpdu分別為整車網(wǎng)絡(luò)和PDU網(wǎng)絡(luò)的阻抗特性參數(shù)；?為由復(fù)數(shù)矩陣構(gòu)成的集合。采用阻抗參數(shù)描述網(wǎng)絡(luò)特性的優(yōu)勢在于該參數(shù)與端口負載無關(guān)。一方面，即使連接負載發(fā)生變化，網(wǎng)絡(luò)模型仍可使用；另一方面，可將網(wǎng)絡(luò)與負載進行單獨建模。

進一步，定義矩陣 GU∈?8×26，GI∈?8×26，GS∈?10×26和 GL∈?26，以描述圖 4所示的網(wǎng)絡(luò)之間的連接關(guān)系：

其中：GU和GI描述連接點的電壓和電流，并使其符合基爾霍夫定律；GL和GS用于整體描述等效電路參數(shù)。

根據(jù)多端口網(wǎng)絡(luò)理論，建立的式（1）～式（4）拓撲模型滿足：

進一步，連接點的電壓電流滿足基爾霍夫定律，得到

根據(jù)式（5）和式（6）可以得到網(wǎng)絡(luò)端口電壓U與干擾源等效干擾U′之間的關(guān)系為

根據(jù)圖2所示的端口編號，測量天線的端口電壓U1即為網(wǎng)絡(luò)端口電壓U的第一個元素。由天線轉(zhuǎn)換系數(shù)即可得到整車低頻輻射發(fā)射的磁場強度為

式中：Hant為磁場強度；AFH為天線轉(zhuǎn)換系數(shù)。

2.2 模型參數(shù)獲取

2.2.1 網(wǎng)絡(luò)參數(shù)

頻率較高時，由于無法構(gòu)建理想的端口開路條件，即使在有樣車的情況下也難以直接測量網(wǎng)絡(luò)的阻抗參數(shù)。此時，通常采用散射系數(shù)表征網(wǎng)絡(luò)的特性。且散射系數(shù)可通過網(wǎng)絡(luò)分析儀直接測量，CST Microwave Studio、Feko和HFSS等商業(yè)化的三維電磁場求解軟件也能直接計算。本文中采用Feko計算整車網(wǎng)絡(luò)和PDU網(wǎng)絡(luò)的散射系數(shù)，計算模型如圖5所示。

圖5 網(wǎng)絡(luò)散射系數(shù)Feko計算模型

圖5所示的Feko模型由一臺工作站分別求解，其內(nèi)存為128 GB，CPU為E5－2650。求解圖5（b）所示的整車網(wǎng)絡(luò)參數(shù)時，PDU簡化為金屬殼體，以降低網(wǎng)格數(shù)量。PDU內(nèi)部的耦合特性通過圖5（a）所示的Feko仿真模型獨立求解得到。求解頻帶和步長，天線布置等根據(jù)GB 18387定義。依據(jù)多端口網(wǎng)絡(luò)理論，阻抗參數(shù)由網(wǎng)絡(luò)散射系數(shù)計算得到［14］

式中：Z和S分別為網(wǎng)絡(luò)的阻抗參數(shù)和散射系數(shù)；Z0為求解散射系數(shù)時端口連接的阻抗；E為單位矩陣。

部分端口間的網(wǎng)絡(luò)阻抗參數(shù)如圖6所示。

圖6 網(wǎng)絡(luò)阻抗參數(shù)

2.2.2 等效電路參數(shù)

由1.2節(jié)分析可知，EMI主要由電驅(qū)動系統(tǒng)和DC／DC內(nèi)部的共模干擾產(chǎn)生，并采用戴維寧等效電路進行描述。部件內(nèi)部EMI產(chǎn)生過程非常復(fù)雜，涉及器件非理想特性、電路板寄生參數(shù)、外殼屏蔽和調(diào)制控制過程等多種因素，通過機理建模獲取等效電路特性的難度和工作量均較大［13］。本文中通過實驗測試的方式得到等效電路參數(shù)，基本原理如圖7所示。

圖7 電路等效參數(shù)測量原理

測量過程如下：（1）在正常工作條件下，測量零部件端口的共模電流Ii；（2）在斷電條件下，測量零部件端口的等效共模內(nèi)阻的阻抗ZSi和端口的外部負載阻抗ZLi；（3）根據(jù)圖7原理計算等效電壓源的電壓，即

部分干擾源的等效噪聲電流和內(nèi)阻如圖8所示。

2.3 模型驗證

為驗證所建立的整車低頻輻射發(fā)射預(yù)測模型的準確性，將超標的實測與預(yù)測值對比，如圖9所示。建模時由于僅考慮了高壓系統(tǒng)的主要干擾源，忽略了低壓系統(tǒng)等噪聲，且對整車結(jié)構(gòu)進行了大量簡化以降低電磁場數(shù)值求解的復(fù)雜性，導(dǎo)致預(yù)測存在一定偏差。但總體上兩者趨勢一致，且能準確預(yù)測出25 kHz和18 MHz附近的峰值。為開展基于模型的問題定位和改進提供了基礎(chǔ)。

3 基于模型的問題定位與改進

3.1 定位分析

從式（7）和式（8）磁場強度的預(yù)測公式可知磁場發(fā)射主要受傳輸路徑的耦合程度、DC／DC和電驅(qū)動系統(tǒng)等干擾源的噪聲強度影響。為定位問題，首先進行干擾源對天線端口耦合電壓的靈敏度分析，即增加單位強度的干擾天線端口電壓的變化量。圖10為問題定位分析結(jié)果。由圖10（a）可以看出，在超標頻帶18 MHz附近，磁場強度對DC／DC的噪聲（即 U′7）最敏感。

圖8 干擾源等效參數(shù)

圖9 低頻磁場預(yù)測與實驗對比結(jié)果

為進一步驗證靈敏度分析結(jié)果的有效性，將干擾強度設(shè)置為零，通過對比磁場強度的變化量就不同干擾源對磁場發(fā)射的貢獻度進行分析。由圖10（b）可以看出，在超標頻段18 MHz附近，由 DC／DC產(chǎn)生的磁場強度超過動力電機15 dBμA／m，超過電機驅(qū)動系統(tǒng)47 dBμA／m，與靈敏度分析結(jié)果一致，所以應(yīng)優(yōu)先抑制DC／DC產(chǎn)生的EMI噪聲，以降低整車低頻磁場輻射發(fā)射。

圖10 問題定位分析結(jié)果

3.2 問題的改進

根據(jù)上節(jié)的定位分析結(jié)果、磁場強度超標頻帶和程度，選擇的EMI濾波器及其特征參數(shù)如圖11所示。

圖11 EMI濾波器及其參數(shù)

從抑制效果看，濾波器應(yīng)靠近DC／DC安裝。但其內(nèi)部空間極其緊湊，工程上難以實施。相對而言，PDU內(nèi)部空間較大，易于安裝，但濾波效果會下降。為此進一步應(yīng)用所建立的拓撲模型對濾波器不同安裝位置的效果進行定量分析，結(jié)果如圖12所示。

圖12 濾波器安裝位置分析

由圖12可以看出：（1）選擇的濾波器能有效抑制DC／DC噪聲，降低整車低頻磁場發(fā)射；（2）將濾波器安裝于DC／DC（即端口7）的抑制效果最佳；（3）將濾波器安裝于PDU雖然效果稍差，但在超標頻帶18 MHz附近磁場強度仍可降低20 dBμA／m，能使整車低頻磁場輻射發(fā)射滿足法規(guī)要求。綜合考慮工程化的難度，最終改進方案將EMI濾波器布置于PDU內(nèi)，改進后的磁場輻射發(fā)射測試結(jié)果如圖13所示。通過EMI預(yù)測模型進行問題定位和改進，目標車通過一次改進測試即滿足了法規(guī)要求，顯著提高改進效率，降低實驗成本。

圖13 改進效果

4 結(jié)論

針對整車低頻輻射發(fā)射超標問題，提出了一種基于模型的問題定位和改進方法。該方法能顯著提升EMC問題分析的準確性，提高定位和改進效率，降低實驗投入。

（1）提出的拓撲建模方法能有效進行整車級EMI預(yù)測。該方法通過系統(tǒng)分解可降低建模難度，且通過網(wǎng)絡(luò)模型描述耦合過程在消除干擾源與耦合路徑的阻抗耦合同時，降低了工程師對EMC問題先驗知識和經(jīng)驗的依賴。

（2）所建立的EMI計算模型能較準確地預(yù)測整車低頻磁場輻射發(fā)射。預(yù)測精度達到了EMC問題的定位分析和改進的要求。該方法可擴展到高頻和其它EMC問題的仿真預(yù)測。

（3）基于模型的EMC問題分析方法具有較高的問題定位準確性，能顯著提高改進效率，降低后期的實驗成本。但是其理論基礎(chǔ)和系統(tǒng)性的應(yīng)用技術(shù)需進一步研究。

（4）針對目標車型提出的EMI濾波措施能有效抑制DC／DC產(chǎn)生的電磁噪聲，降低整車低頻磁場輻射發(fā)射，使目標車達到法規(guī)要求。