陳齊樂，郝新紅，閆曉鵬，喬彩霞，王雄武

（北京理工大學 機電學院，北京100089）

無線電引信具有體積小、定距精度高、適宜全天候作戰(zhàn)等特性，受到各國重視［1-2］。隨著無線電引信對抗技術的發(fā)展，現(xiàn)代戰(zhàn)場電磁環(huán)境日益復雜，無線電受到背景噪聲和電子干擾的嚴重威脅［3-4］。其中，掃頻式干擾作為一種常見的無線電引信電子干擾方式，通過載波頻率在一定頻帶范圍內(nèi)快速掃描，結(jié)合了壓制式干擾和瞄準式干擾的特征，對無線電引信的干擾效果顯著［5］。連續(xù)波多普勒引信、連續(xù)波調(diào)頻引信的靜態(tài)掃頻干擾對抗試驗結(jié)果也驗證了這一點［6］，無線電引信抗掃頻式干擾性能應當受到重視。

為提高無線電引信在掃頻式干擾作用下的可靠性，相關學者做了大量研究，并提出了許多抗干擾方法?？垢蓴_研究的一個方向是提取更多信號特征來區(qū)別干擾信號和真實目標回波信號。如利用頻譜［7］、信息熵［8］及增量更新［9］等特征采用支持向量機對引信接收信號分類，或者利用調(diào)頻諧波時序信息抑制干擾［10］，這些方法在不改變引信體制的前提下顯著提高了引信抗干擾性能?？垢蓴_研究的另一個方向是設計新體制引信，增加引信發(fā)射波形帶寬和調(diào)制特征，提高引信抗干擾性能。頻 率 捷 變［11］、多 載 波［12］、超 寬 帶［13］及 調(diào) 相與調(diào)頻復合調(diào)制［14］等多種新體制引信在抗干擾方面取得了顯著效果。其中，混沌碼調(diào)相與線性調(diào)頻（CCPM-LFM）復合調(diào)制無線電引信（以下簡稱復合調(diào)制引信）兼具混沌碼調(diào)相和線性調(diào)頻的特性，具有優(yōu)良的探測性能［15］，近幾年逐漸受到重視，但復合調(diào)制引信的抗掃頻式干擾性能較少研究。

本文針對復合調(diào)制引信抗掃頻式干擾問題，首先分析了復合調(diào)制引信在掃頻式干擾作用下的響應，并針對復合調(diào)制引信在干擾作用下輸出服從隨機分布的特點，在瞬時相關和諧波解調(diào)串聯(lián)（ICHD）定距算法原理的基礎上，利用相干累積的方法提高引信抗干擾性能。采用快速傅里葉變換（FFT）算法代替帶通濾波器提取諧波包絡，并將多次FFT所得諧波系數(shù)幅值平均。仿真結(jié)果表明：本文方法在滿足引信定距精度的前提下，能夠有效抑制掃頻干擾。

1 掃頻式干擾作用下復合調(diào)制引信的響應

1.1 復合調(diào)制引信定距原理

復合調(diào)制引信原理如圖1所示。調(diào)制信號生成模塊產(chǎn)生頻率為fm的鋸齒波調(diào)制信號，控制射頻壓控振蕩器（VCO）產(chǎn)生鋸齒波調(diào)頻信號，混沌碼生成模塊產(chǎn)生非周期混沌碼序列控制調(diào)相器對VCO產(chǎn)生的鋸齒波調(diào)頻信號相位調(diào)制，復合調(diào)制信號經(jīng)環(huán)形器由收發(fā)天線輻射出去；目標回波信號同本地參考信號混頻獲得攜帶目標信息的復合調(diào)制差頻信號，經(jīng)視頻放大、A／D轉(zhuǎn)換后送到信號處理模塊獲取目標距離信息。

若引信發(fā)射信號時間t，復合調(diào)制發(fā)射信號st（t）可表示為

式中：At為發(fā)射信號功率；f0為載波頻率；T＝1／fm為鋸齒波調(diào)頻周期；Tc為混沌碼碼元寬度；P＝T／Tc為一個調(diào)頻周期時長內(nèi)的混沌碼數(shù)；調(diào)制頻偏為B，調(diào)頻率為β＝B／（PTc）；｛ck，n＝±1｝表示混沌碼，k為任意調(diào)頻周期內(nèi)混沌碼序號，n為調(diào)頻周期序號，k＝0，1，…，P-1，n＝0，1，…，∞；不同調(diào)頻周期對應的混沌碼序列不同，v（·）表示時寬為Tc的門函數(shù)，rect（·）表示時寬為PTc的門函數(shù)。

假設引信同目標初始距離為R，彈目徑向相對運動速度為v0，則目標回波信號sr（t）可表示為sr（t，τ）＝Ae（τ）st（t-τ）

式中：τ＝2（R-v0t）／c為目標回波信號時延，c＝3×108m／s為光速；Ae（τ）為衰減因子。

目標回波信號同本地參考信號混頻后所得復合調(diào)制差頻信號sid（t，τ）可表示為

通常情況下，引信探測距離較近，目標回波信號時延τ?T，可以忽略復合調(diào)制差頻信號頻率非規(guī)則區(qū)，幅度歸一化的復合調(diào)制差頻信號可簡化為

復合調(diào)制引信采用ICHD獲取目標距離信息。若引信預設起爆延時τ0，信號處理電路首先將模數(shù)轉(zhuǎn)換后的復合調(diào)制差頻信號同延時τ0的混沌碼作瞬時相關以保存混沌碼的相關特性，令tn＝t-nPTc，瞬時相關所得信號scor（tn）可表示為

圖1 復合調(diào)制引信原理框圖Fig.1 Functional block diagram of hybrid modulation fuze

1.2 掃頻式干擾模型

掃頻式干擾按照頻率步進產(chǎn)生干擾信號，使得干擾信號能量可以集中在各個掃描頻點［2］。設干擾機的掃頻起始頻率為fj0，掃頻終止頻率為fjw，掃頻步長為Δf，每個頻點駐留時間為Tdw，總掃描點數(shù)為78，干擾信號sj（t）可表示為

1.3 掃頻式干擾對引信的作用結(jié)果

式中：⊙表示卷積；F｛·｝表示傅里葉算子。

干擾差頻信號經(jīng)瞬時相關后，所得信號頻譜為中心頻率跳變的調(diào)頻信號頻譜同混沌碼頻譜的卷積。干擾作用下復合調(diào)制引信響應如圖2所示。干擾差頻信號隨著干擾信號載波頻率變化，其頻帶逐漸覆蓋引信帶通濾波器帶，某次諧波能量進入帶通濾波器。干擾信號能量遠大于真實回波能量，使得引信輸出信號幅值達到起爆門限，引信被干擾。

圖2 掃頻式干擾效果示意圖Fig.2 Schematic of sweep jamm ing effectiveness

2 基于諧波系數(shù)幅值平均的抗干擾方法

基于諧波系數(shù)幅值平均的抗干擾方法原理如圖3所示。與ICHD定距算法相比，該方法在瞬時相關后，利用FFT算法提取諧波包絡，每次FFT時長為PTc，然后將G次FFT所得諧波系數(shù)幅值平均，利用混沌碼的統(tǒng)計特性實現(xiàn)抑制干擾。

2.1 基于FFT的諧波提取方法

由于彈目相對運動速度遠遠小于電磁波傳播速度，一個調(diào)頻周期時長彈目距離可以認為不變，目標回波信號時延可以建立如下離散模型：

圖3 基于諧波系數(shù)幅值平均的抗干擾方法原理Fig.3 Schematic diagram of anti jammingmethod based on harmonic coefficient amplitude averaging

2.2 諧波系數(shù)幅值平均算法的定距原理

2.3 掃頻式干擾抑制原理

干擾作用下，復合調(diào)制引信輸出為零，干擾完全被抑制。

諧波系數(shù)幅值平均算法在犧牲引信部分實時性的前提下，能夠有效抑制復合調(diào)制引信相關旁瓣及掃頻干擾，其實時性和旁瓣及干擾抑制性能與所取G值有關，通過合理選擇G值，能夠使引信在滿足實時性的條件下有效抑制相關旁瓣和掃頻式干擾。

3 仿真與分析

本節(jié)通過MATLAB仿真驗證了基于諧波系數(shù)幅值平均算法的定距性能和抗干擾性能，仿真參數(shù)設置如表1所示。

3.1 距離分辨力

諧波系數(shù)幅值平均算法是在ICHD定距算法基礎上，對不同調(diào)頻周期諧波系數(shù)幅值平均實現(xiàn)抗掃頻式干擾目的，定距原理上并沒有本質(zhì)區(qū)別。算法定距性能仿真結(jié)果如圖4所示，仿真縱軸為引信輸出電壓U，圖中藍線表示ICHD定距算法輸出包絡，綠線為G＝10時諧波系數(shù)幅值平均算法輸出，紅線表示G＝50時諧波系數(shù)幅值平均算法輸出，黃線表示G＝100時諧波系數(shù)幅值平均算法輸出。在G分別取值10、50和100時，引信在R＝6m時輸出主瓣，主瓣寬度為（6±3）m，距離分辨力同ICHD保持一致。諧波系數(shù)幅值平均算法輸出主瓣隨著G取值增大略有下降，這是因為隨著G值的增大，累加的各個周期差頻信號頻譜逐漸不再可以近似認為穩(wěn)定不變。

表1 仿真參數(shù)Table 1 Sim ulation param eters

圖4 定距算法仿真結(jié)果Fig.4 Simulation results of ranging algorithms

3.2 距離旁瓣抑制

為便于分析諧波系數(shù)幅值平均算法對距離旁瓣的抑制效果，將圖4縱坐標轉(zhuǎn)化為dB形式，其結(jié)果如圖5所示?？梢钥闯觯琁CHD定距算法輸出旁瓣約為-12 dBm，G＝10時諧波系數(shù)幅值平均算法輸出旁瓣約為-18 dBm，G＝50時輸出旁瓣約 為 -22 dBm，G ＝100 時 輸 出 旁 瓣 約 為-23 dBm，即諧波系數(shù)幅值平均算法的距離旁瓣抑制效果同G值選擇有關，通過選擇合適的G值能夠?qū)⒕嚯x旁瓣抑制10 dB以上。

3.3 掃頻式干擾抑制性能

在輸入信干比SJR＝-10 dB下，掃頻式干擾作用下引信響應結(jié)果如圖6所示?？芍诟蓴_作用下，ICHD輸出約為-4 dBm，而G＝10時諧波系數(shù)幅值平均算法輸出約為-10 dBm，G＝50時輸出約為 -14 dBm，G ＝100時輸出約為-16 dBm。諧波系數(shù)幅值平均算法干擾抑制效果同G值選擇同樣有關，通過選擇合適的G值能夠?qū)⒏蓴_抑制10 dB以上。

為了進一步分析諧波系數(shù)幅值平均算法抗干擾性能，仿真了不同G值，引信能夠正常工作的最大SJR，其結(jié)果如圖7所示?？梢钥闯?，ICHD定距算法（對應G＝1）的最大SJR＝-14 dB；G＝10時諧波系數(shù)幅值平均算法的最大 SJR ＝-20 dB；G＝50時諧波系數(shù)幅值平均算法的最大SJR＝-23.5 dB；G＝100時諧波系數(shù)幅值平均算法的最大SJR＝-24.6 dB。

圖5 距離旁瓣抑制Fig.5 Ranging sidelobe suppression

圖6 掃頻式干擾抑制Fig.6 Sweep jamming suppression

3.4 G值對算法性能的影響

選取距離旁瓣最大值和干擾作用下引信輸出最大值為指標，不同G值下諧波系數(shù)幅值平均算法對距離旁瓣和干擾的抑制結(jié)果如圖8所示?？梢钥闯觯S著G值的增大，距離旁瓣和干擾輸出抑制效果逐漸提高，但抑制效果提升取數(shù)逐漸趨于平坦，當G＞100后提升效果低于1 dB。且根據(jù)3.1節(jié)分析，G值會使相關主瓣降低，G的取值是算法的一個重要影響因素，比較理想的G的取值為G＝50。

圖7 不同G值引信能夠正常工作的最大SJR Fig.7 Maximum SJR of fuse in normal work situation with different values of G

圖8 G值對算法性能的影響Fig.8 Effect of values of G on algorithm performance

4 結(jié) 論

本文分析了掃頻式干擾作用下復合調(diào)制引信的響應，并在ICHD定距算法基礎上，設計了基于諧波系數(shù)幅值平均的抗干擾方法，結(jié)果表明：

1）復合調(diào)制引信在掃頻干擾作用下輸出結(jié)果服從隨機分布。

2）通過采用諧波系數(shù)幅值平均算法能夠有效提高引信的抗干擾性能，干擾抑制效果提高20 dB。

3）諧波系數(shù)幅值平均算法對引信相關旁瓣同樣有較好的抑制效果，抑制效果提高20 dB。

4）諧波系數(shù)幅值平均算法并不會影響引信的定距效果。

本文方法利用混沌碼的隨機性和統(tǒng)計特性，采用FFT提取諧波系數(shù)幅值信息，并將諧波系數(shù)幅值平均處理來抑制干擾和距離旁瓣，通過理論和仿真結(jié)果驗證了方法的定距性能和干擾抑制性能。理論和仿真結(jié)果表明，基于諧波系數(shù)幅值平均的抗干擾方法在滿足引信定距要求的前提下，能夠?qū)⒕嚯x旁瓣和掃頻式干擾抑制10 dB以上。