張建中， 穆賀強(qiáng)， 文樹(shù)梁， 李彥兵

(1. 北京無(wú)線電測(cè)量研究所，北京 100854；2.中國(guó)航天科工集團(tuán) 第二研究院，北京 100854)

近年來(lái)，“干擾”與“抗干擾”這對(duì)天生的矛盾愈演愈烈，尤其是在DRFM(digital radio frequency memory，DRFM)相干干擾技術(shù)[1-2]迅速發(fā)展的情形下，新的干擾樣式層出不窮，對(duì)主瓣干擾背景下的雷達(dá)信號(hào)檢測(cè)提出嚴(yán)峻挑戰(zhàn). 基于DRFM的間歇采樣干擾[3-5]可快速、精準(zhǔn)地復(fù)制探測(cè)波形，在時(shí)域、頻域覆蓋真實(shí)目標(biāo)回波，并且在脈壓域也可形成多假目標(biāo)或壓制干擾帶，常規(guī)的隨機(jī)相位編碼[6-7]、脈間波形捷變[8-9]、掩護(hù)脈沖[10]已無(wú)法有效對(duì)抗.

目前，公開(kāi)發(fā)表的對(duì)抗間歇采樣干擾方法[11-12]并不多. 其中，楊少奇等[12]提出基于時(shí)頻分析的間歇采樣干擾識(shí)別與抑制算法，通過(guò)時(shí)頻分析后在時(shí)間維分段搜索能量的極小值點(diǎn)設(shè)計(jì)合適的帶通濾波器，對(duì)時(shí)頻變換后的信號(hào)進(jìn)行濾波，從而消除干擾，其本質(zhì)利用了干擾在時(shí)域的不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)特點(diǎn)，對(duì)于類(lèi)似重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾的高占空比干擾抑制效果較差. 毛二可等[13]提出利用合成寬帶信號(hào)實(shí)現(xiàn)高精度測(cè)距測(cè)速和微動(dòng)測(cè)量，受其啟發(fā)，將多周期脈沖內(nèi)頻率步進(jìn)信號(hào)的合成寬帶信號(hào)應(yīng)用于對(duì)抗干擾. 從而提出基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM時(shí)頻分析的抗間歇采樣干擾方法.

本文闡述了間歇采樣不同樣式轉(zhuǎn)發(fā)干擾的原理和特點(diǎn)，分析雷達(dá)信號(hào)、干擾信號(hào)、目標(biāo)回波之間的差異，進(jìn)而分析實(shí)施有效對(duì)抗的可能；接著針對(duì)干擾時(shí)域不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)與時(shí)域不連續(xù)采樣特點(diǎn)，提出脈內(nèi)步進(jìn)LFM信號(hào)用于對(duì)抗干擾的必要；然后結(jié)合合成寬帶波形和干擾特性，通過(guò)短時(shí)傅里葉(short-time Fourier transform，STFT)變換進(jìn)行時(shí)頻分析，將STFT變換后的二維信號(hào)投影到時(shí)間維，在時(shí)間維提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段，以該段信號(hào)最大值為門(mén)限，對(duì)時(shí)頻矩陣進(jìn)行干擾抑制，抑制后時(shí)頻矩陣通過(guò)逆短時(shí)傅里葉變換，得到時(shí)域信號(hào). 最后通過(guò)時(shí)頻分析干擾抑制效果仿真，分析基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM時(shí)頻分析抗間歇采樣干擾方法(該方法)的有效性.

1 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾分析

根據(jù)間歇干擾的轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)，間歇干擾以直接轉(zhuǎn)發(fā)和重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)為代表，如圖1所示. 在此兩種基本樣式基礎(chǔ)上又衍生出其他樣式[14-16]，如疊加轉(zhuǎn)發(fā)、噪聲調(diào)制轉(zhuǎn)發(fā)等. 不同參數(shù)組合和轉(zhuǎn)發(fā)樣式可以在時(shí)、頻、脈壓域造成不同干擾效果，干擾機(jī)可根據(jù)應(yīng)用場(chǎng)合靈活設(shè)置.

對(duì)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)窄帶噪聲調(diào)制也稱(chēng)靈巧干擾，其不僅可以提高假目標(biāo)數(shù)或造成壓制效果，也可以提高頻譜的覆蓋率. 假設(shè)噪聲調(diào)制采用噪聲調(diào)頻信號(hào)，噪聲調(diào)頻信號(hào)用噪聲對(duì)射頻信號(hào)進(jìn)行頻率調(diào)制產(chǎn)生，表示為

(1)

式中：調(diào)頻噪聲信號(hào)u(t′)為一個(gè)零均值的廣義平穩(wěn)隨機(jī)過(guò)程；KFM為調(diào)頻系數(shù)；初始相位φ0服從[0,2π]均勻分布.

假設(shè)進(jìn)入干擾設(shè)備的雷達(dá)信號(hào)為x(t)，直接轉(zhuǎn)發(fā)采樣信號(hào)為p(t)，則噪聲調(diào)制直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾可表示為

SD(t)=SFM(t)x(t)p(t-τc-τ)=

式中：?代表卷積，總脈沖數(shù)N=[T/Ts]；T為L(zhǎng)FM脈沖持續(xù)時(shí)間；τc為干擾機(jī)采樣延遲;τ為干擾機(jī)采樣寬度；Ts為脈沖重復(fù)周期. 直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾為實(shí)時(shí)偵測(cè)雷達(dá)發(fā)射信號(hào)，一般干擾機(jī)開(kāi)窗時(shí)間τ/Ts約等于50%，即干擾信號(hào)的占空比也約等于50%，且τ一般不會(huì)過(guò)大.

假設(shè)重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)采樣信號(hào)為p′(t)，則重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾可表示為

SR(t)=SFM(t)x(t)p′(t-τc-tr)?

δ(t-ktr).

(3)

式中：轉(zhuǎn)發(fā)次數(shù)K=[tr/Tr]-1；總脈沖數(shù)N′=[T/Tr]；tr為干擾機(jī)采樣寬度；Tr為脈沖重復(fù)周期. 重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾增加了干擾時(shí)域占空比，同時(shí)也可以增多假目標(biāo)數(shù)，但犧牲了對(duì)雷達(dá)信號(hào)的采樣實(shí)時(shí)性，假目標(biāo)能量相對(duì)直接轉(zhuǎn)發(fā)也存在損失.

通過(guò)對(duì)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾的原理分析，間歇采樣干擾信號(hào)在時(shí)域、頻域、脈壓域都可以對(duì)目標(biāo)形成有效干擾，單獨(dú)從某一域很難有效進(jìn)行干擾對(duì)抗，調(diào)制直接轉(zhuǎn)發(fā)、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)脈壓(pulse compression,PC)輸出仿真圖如圖2所示，可以看出在脈壓域形成壓制干擾. 但間歇采樣干擾信號(hào)與目標(biāo)信號(hào)有兩個(gè)明顯區(qū)別，一是在時(shí)域上不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)，即圖1中灰色區(qū)域沒(méi)有干擾；二是在時(shí)域不連續(xù)采樣，即圖1中黑色區(qū)域.

2 脈內(nèi)步進(jìn)LFM波形抗干擾算法

通過(guò)對(duì)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾分析，對(duì)抗間歇采樣干擾主要在于兩段無(wú)干擾信號(hào)的提取，其中時(shí)域不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段可在時(shí)間維提取；時(shí)域不連續(xù)采樣信號(hào)段可在頻率維提取，但由于干擾信號(hào)在頻域存在旁瓣電平，因此很難直接在頻率維提取. 時(shí)頻分析能同時(shí)提供時(shí)間維與頻率維的聯(lián)合分布信息，適用于分析干擾和目標(biāo)信號(hào)時(shí)間頻率之間的對(duì)應(yīng)關(guān)系. 文中，應(yīng)用時(shí)頻分析可以克服頻域提取干擾旁瓣與過(guò)渡帶的影響；也可以同時(shí)提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)和不連續(xù)采樣兩段信號(hào)；還可以利用時(shí)頻分析的“聚焦”效應(yīng)，減小噪聲起伏對(duì)提取門(mén)限的影響.

2.1 信號(hào)時(shí)頻分析

時(shí)頻分析[17-18]作為一種新興的信號(hào)處理方法，受到越來(lái)越多的重視. 基本的時(shí)頻分析方法有STFT、Wigner-Ville 分布、小波變換等. 其中，STFT滿足線性疊加性，各分量之間不存在交叉性，因此選STFT對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行時(shí)頻分析. STFT變換的定義為

exp(-j2πft′)dt′.

(4)

其中g(shù)(t)為窗函數(shù)，STFT的時(shí)間分辨率與其時(shí)間域?qū)挾瘸烧?

STFT逆變換定義為

exp(j2πfu)dudf.

(5)

干擾抑制過(guò)程如圖3所示，將接收信號(hào)經(jīng)STFT變換在時(shí)頻二維圖上進(jìn)行干擾抑制，干擾抑制后信號(hào)經(jīng)ISTFT變換，提取干擾抑制后的時(shí)域信號(hào).

圖3 干擾抑制過(guò)程
Fig.3 Interference suppression process

2.2 脈內(nèi)步進(jìn)必要性分析

假設(shè)回波信號(hào)用Sr(t)表示，則

Sr(t)=St(t)+Sj(t)+n(t).

(6)

式中：St(t)為目標(biāo)回波；Sj(t)為干擾回波；n(t)為噪聲.

STFT滿足線性疊加性，回波信號(hào)經(jīng)STFT變換后，

STFTr(t,f)=STFTt(t,f)+

STFTj(t,f)+STFTn(t,f).

(7)

對(duì)于LFM信號(hào)，噪聲調(diào)制直接轉(zhuǎn)發(fā)、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾時(shí)頻圖如圖4所示. 由于干擾幅度遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波和噪聲，干擾呈現(xiàn)一個(gè)亮帶，目標(biāo)呈現(xiàn)一個(gè)暗帶，噪聲覆蓋整個(gè)二維平面，當(dāng)噪聲電平大于目標(biāo)時(shí)，目標(biāo)暗帶淹沒(méi)于噪聲中. 干擾機(jī)利用前置掩護(hù)，一般先于目標(biāo)到達(dá)雷達(dá)天線，并且配合采樣寬度和采樣延遲，干擾段轉(zhuǎn)發(fā)段與信號(hào)在時(shí)頻圖上出現(xiàn)交疊.

將時(shí)頻矩陣分別投影到時(shí)間維、頻率維進(jìn)行干擾抑制. 將STFTr(t,f)投影到時(shí)間維

TPr(t)=

(8)

干擾抑制后可在時(shí)間維可以提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段；將STFTr(t,f)投影到頻率維

TPr(f)=

(9)

干擾抑制后可在頻率維可以提取干擾不連續(xù)采樣信號(hào)段. 但由于時(shí)頻變換不可能是理想的一個(gè)細(xì)線，且間歇采樣的干擾經(jīng)過(guò)噪聲調(diào)制有一定帶寬，干擾在采樣段附近形成一個(gè)亮帶，因此在頻率維投影時(shí)，不連續(xù)采樣的信號(hào)段會(huì)被干擾采樣段的邊緣覆蓋. 另外，干擾信號(hào)段在頻率維有旁瓣，直接在時(shí)頻圖上將亮帶抑制會(huì)存在與目標(biāo)幅度近似的干擾旁瓣帶，旁瓣帶將嚴(yán)重影響目標(biāo)檢測(cè). 基于上述兩點(diǎn)，需要設(shè)計(jì)子脈沖頻率步進(jìn)波形，子脈沖間互相掩護(hù)，提高不連續(xù)采樣信號(hào)段和干擾段的頻率區(qū)分度.

脈內(nèi)步進(jìn)LFM時(shí)域的表達(dá)式為

(10)

2.3 干擾抑制方法

從圖5時(shí)頻圖上可以看出，干擾抑制有兩種方法，一種方法是直接將亮帶濾除；另一種方法是將暗帶提取出來(lái). 在低信噪比下，暗帶淹沒(méi)在噪聲中，暗帶不能有效提取，因此采用直接將亮帶濾除方法. 在時(shí)頻維直接濾除亮帶，首先需要確知干擾信號(hào)與目標(biāo)回波在時(shí)頻維的相對(duì)幅度，相對(duì)幅度通過(guò)在時(shí)間維提取不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段信號(hào)獲得.

將STFTr(t,f)時(shí)頻矩陣在時(shí)間維投影(行和)抑制干擾時(shí)域間歇轉(zhuǎn)發(fā)的亮帶，由于間歇采樣干擾不連續(xù)，疊加信號(hào)在時(shí)間維投影幅度起伏，因此會(huì)存在較大方差. 時(shí)間維投影方差

Λt0=var[TPr(t)]=

mean[TPr(t)-mean(TPr(t))]2.

(11)

以Λt0為基礎(chǔ)門(mén)限，ηth為比例因子，在時(shí)間維抑制干擾. 實(shí)際中，ηth與目標(biāo)信號(hào)、干擾、噪聲的相對(duì)強(qiáng)度有關(guān)，可通過(guò)多次比對(duì)實(shí)測(cè)或仿真數(shù)據(jù)結(jié)果獲得，ηth容限見(jiàn)仿真實(shí)驗(yàn)1.

(12)

以ηth×Λt0為干擾抑制門(mén)限在時(shí)間維抑制干擾. 取時(shí)頻矩陣時(shí)間維干擾抑制后最大值，該最大值即干擾抑制后目標(biāo)信號(hào)疊加噪聲的最大值，以該值為門(mén)限，在時(shí)頻兩維平面濾除亮帶.

當(dāng)短時(shí)FT變換窗函數(shù)為矩形窗時(shí)，其第一旁瓣電平為13.2 dB，在時(shí)間維不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)數(shù)據(jù)段提取時(shí)，干擾在頻率維疊加，對(duì)干擾抑制沒(méi)有影響；在時(shí)頻率維干擾抑制時(shí)(不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)數(shù)據(jù)段提取+不連續(xù)采樣數(shù)據(jù)段提取時(shí))，由于干擾能量遠(yuǎn)大于真實(shí)回波能量，頻率維無(wú)采樣子脈沖會(huì)被采樣子脈沖旁瓣干擾，為減小子脈沖間旁瓣的影響，可以根據(jù)干信比，采用合適主副瓣比的窗韓式. 如：漢明窗(Hamming，42.5 dB)，凱塞窗(Kaiser)等，文中采用Hamming窗.

另外，子脈沖間頻率步進(jìn)，使得不連續(xù)采樣的目標(biāo)信號(hào)在頻率維處在干擾較遠(yuǎn)旁瓣，從而提高抗干擾效果.

2.4 步進(jìn)LFM時(shí)頻分析抗干擾算法流程

經(jīng)分析，基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM波形時(shí)頻分析抗干擾的信號(hào)流程如圖6所示，核心思想即通過(guò)STFT變換，將時(shí)頻矩陣分別投影到時(shí)間維，在時(shí)間維提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段；在時(shí)間維得到目標(biāo)回波最大值后，在時(shí)頻兩維平面濾除亮帶. 具體算法流程如下.

① 接收的基帶信號(hào)經(jīng)STFT變換到時(shí)頻兩維平面，其中發(fā)射信號(hào)為脈內(nèi)步進(jìn)LFM，為減小頻率維干擾旁瓣對(duì)目標(biāo)影響，STFT窗函數(shù)采用海明窗；

② 將時(shí)頻矩陣投影時(shí)間維(行和)，以ηth×Λt0抑制干擾，提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段，并輸出干擾抑制后時(shí)頻矩陣的最大值；

③ 以時(shí)間維干擾抑制后時(shí)頻矩陣的最大值為門(mén)限抑制時(shí)頻兩維平面亮帶，抑制干擾主瓣以及幅度大于目標(biāo)信號(hào)的旁瓣；

④ 將②中提取的信號(hào)段經(jīng)ISTFT變換到時(shí)域，得到不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段，ISTFT采用逆海明窗；

⑤ 將③中提取的信號(hào)段經(jīng)ISTFT變換到時(shí)域，得到不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)和不連續(xù)采樣信號(hào)段，ISTFT采用逆矩形窗，雖損失帶外能量，但大大減小干擾旁瓣對(duì)目標(biāo)影響；

⑥ 分別將④、⑤提取的信號(hào)段分段脈壓，比較抗干擾效果，擇憂選取抗干擾性能較好信號(hào)段用于目標(biāo)檢測(cè).

3 仿真分析

為驗(yàn)證基于步進(jìn)LFM時(shí)頻分析抗間歇干擾性能，設(shè)計(jì)了3組實(shí)驗(yàn):①在不同信干比SIR(signal-to-interference ratio)和信噪比下，分析時(shí)間維干擾抑制門(mén)限比例因子ηth的容限；②給定信干比和Δf，在不同輸入信噪比SNR(signal-to-noise ratio)下，對(duì)比無(wú)干擾、時(shí)間維抑制、時(shí)頻維抑制分段脈壓的輸出結(jié)果，分析抗干擾性能；③分析不同SNR、SIR、Δf組合，時(shí)間維抑制、時(shí)頻維抑制抗干擾性能，抗干擾性能用相對(duì)無(wú)干擾時(shí)輸出SINR(signal-to-interference-plus-noise ratio)信干噪比損失衡量.

給出LFM信號(hào)和干擾機(jī)參數(shù)，LFM子脈沖帶寬Bsub=4 MHz，脈寬tsub=4 μs，子脈沖頻帶間隔Δf=4Bsub=16 MHz，采樣頻率fs=2×[(M-1)Δf+Bsub]，子脈沖數(shù)M=10. 目標(biāo)距初始波門(mén)1.5 km，干擾機(jī)前置目標(biāo)1 km，噪聲調(diào)頻帶寬Bm=4 MHz，調(diào)頻系數(shù)KFM=Bm/2.35，間歇采樣直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾采樣寬度τ=4 μs，Ts=8 μs，間歇采樣重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾采樣寬度tr=4 μs，Tr=16 μs(收一發(fā)三)，干擾機(jī)同步采樣發(fā)射信號(hào).

3.1 仿真分析1

仿真不同信干比，信噪比(脈壓后)下，時(shí)間維干擾抑制門(mén)限比例因子ηth的容限. 仿真效果如圖7所示.

從圖中可以看出，在小信干比INR(interference-plus-noise ratio)(<-25 dB)下，干擾抑制門(mén)限比例因子ηth只受干噪比影響. 在小干噪比下，時(shí)頻矩陣時(shí)間維投影幅度平方受噪聲起伏影響較大，ηth容限較小，ηth需取值大于4；在大干噪比下，時(shí)頻矩陣時(shí)間維投影幅度平方受干擾起伏影響較小，ηth容限較大，ηth大于1即可. 實(shí)際場(chǎng)景中，由于目標(biāo)回波雙程衰減，干擾電平遠(yuǎn)大于目標(biāo)回波，且干擾電平也遠(yuǎn)大于噪聲，符合大容限情況.

3.2 仿真分析2

信干比SIR=-30 dB，分別取輸入信噪比(脈壓后)SNR=20 dB、SNR=15 dB，分析基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM時(shí)頻分析抗噪聲調(diào)制直接轉(zhuǎn)發(fā)、噪聲調(diào)制重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾性能，脈壓輸出結(jié)果如圖8、9所示.

根據(jù)圖8和圖9可以看出，在Δf=4Bsub時(shí)，采取干擾抑制后，不同信噪比下時(shí)間維抑制、時(shí)頻維抑制基本都可以在目標(biāo)位置形成峰值，但抗干擾效果不同. 對(duì)于直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾，低輸入SNR時(shí)間維抑制

后，目標(biāo)位置峰值較小，時(shí)頻維抑制較時(shí)間維抑制峰值明顯，輸出SINR有所改善；高輸入SNR時(shí)間維抑制較時(shí)頻維抑制剩余更多能量，輸出SINR相近. 對(duì)于重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，低輸入SNR時(shí)間維抑制后，由于干擾時(shí)域占空比高，目標(biāo)位置淹沒(méi)在噪聲中，而時(shí)頻維抑制多提取干擾不連續(xù)采樣信號(hào)段，使得在小SNR下也能脈壓出尖峰，輸出SINR改善明顯；高輸入SNR，時(shí)頻維抑制較時(shí)間維抑制輸出SINR也有所改善.

3.3 仿真分析3

分析不同SNR、SIR、Δf組合，時(shí)間維抑制、時(shí)頻維抑制抗干擾性能. ①SIR=-30 dB，輸入SNR從15～25 dB步進(jìn)，分別在Δf=4Bsub、Δf=2Bsub下進(jìn)行100次蒙特卡羅試驗(yàn)，仿真結(jié)果用相對(duì)無(wú)干擾時(shí)SINR損失衡量，SINR損失曲線如圖10(a)(b)所示；②SNR=20 dB，輸入SIR從-35 dB到-25 dB步進(jìn)，分別在Δf=4Bsub、Δf=2Bsub下進(jìn)行100次蒙特卡羅試驗(yàn)，SINR損失曲線如圖10(c)(d)所示. 其中，De-Jam-TF-4B代表Δf=4Bsub時(shí)頻維抑制抗直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾SINR損失；De-Jam-T-4B代表Δf=4Bsub時(shí)間維抑制抗直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾SINR損失；Re-Jam-TF-2B代表Δf=2Bsub時(shí)頻域抑制抗重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾SINR損失，以此類(lèi)推.

從圖10(a)和圖10(c)可以看出，對(duì)于直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾，不同輸入SNR，輸入SIR，抑制時(shí)間維和時(shí)頻維抑制抗干擾性能相當(dāng)，且抗干擾性能基本不隨SNR、SIR變化而變化，但當(dāng)Δf=2Bsub步進(jìn)頻率較小時(shí)，隨著輸入SNR的增大，時(shí)頻維抑制抗干擾性能下降明顯，這是由于步進(jìn)頻率較小時(shí)，對(duì)于直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾，頻率維不連續(xù)采樣信號(hào)提取時(shí)干擾旁瓣和邊緣將影響分段脈壓結(jié)果. 從圖10(b)和圖10(d)可以看出，對(duì)于重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，不同輸入SNR，輸入SIR，時(shí)頻維抑制較時(shí)間維抑制抗干擾性能提升明顯，時(shí)間維抑制抗干擾性能在仿真條件下與輸入SNR、輸入SIR、Δf無(wú)關(guān)；時(shí)頻維抑制在Δf=4Bsub時(shí)，時(shí)頻域抑制輸出SINR損失隨著輸入SNR和輸入SIR的增加略有下降，且位于坐標(biāo)軸最下方，對(duì)應(yīng)抗干擾能力提升(較Δf=2Bsub). 因此，在步進(jìn)頻率較大時(shí)，對(duì)于直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾，時(shí)頻維抑制的抗干擾性能與時(shí)間維抑制的抗干擾性能相當(dāng)；對(duì)于重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，時(shí)頻維抑制的抗干擾性能與時(shí)間維抑制的抗干擾性能提升明顯.

4 結(jié) 論

提出了一種基于脈內(nèi)步進(jìn)LFM時(shí)頻分析的抗間歇采樣干擾方法，以脈內(nèi)步進(jìn)LFM為發(fā)射波形，利用時(shí)頻矩陣在時(shí)間維的投影提取干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)的目標(biāo)信號(hào)段，并根據(jù)該信號(hào)段的最大值為門(mén)限在時(shí)頻矩陣上對(duì)干擾進(jìn)行抑制，不僅可以得到干擾不連續(xù)轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)段，也可以得到干擾不連續(xù)采樣信號(hào)段. 為減小在頻率維提取干擾不連續(xù)采樣段信號(hào)時(shí)干擾旁瓣對(duì)目標(biāo)信號(hào)的影響，采用脈內(nèi)分段步進(jìn)，STFT變換加窗. 仿真結(jié)果表明該方法能有效抑制間歇采樣不同樣式干擾，特別是對(duì)于高占空比的重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾，相對(duì)時(shí)間維抑制性能提升明顯.