高春麗 王 揚(yáng) 朱嘉林 吳 鳴 楊 軍

(1 北京信息科技大學(xué)自動化學(xué)院 北京 100192)

(2 中國科學(xué)院噪聲與振動重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(聲學(xué)研究所)北京 100190)

0 引言

從傳播范圍上來說，警報系統(tǒng)分為全局警報和局部警報?？臻g中所有區(qū)域都能聽得見的警報聲稱為全局警報，只發(fā)送給指定區(qū)域的警報聲則稱為局部警報。在大多數(shù)工業(yè)作業(yè)現(xiàn)場中，一旦有警報聲響，往往所有區(qū)域都會受到影響，而有些警報情況不需要傳達(dá)到所有人，只發(fā)送到有關(guān)區(qū)域即可。為避免擾亂不相干人員的正常工作，可采用局部警報的方法實(shí)現(xiàn)警報信號的分區(qū)域播放?，F(xiàn)有方法中聚音亭[1?2]和聲學(xué)超常材料[3]等可實(shí)現(xiàn)這一目的，但這些方法只能進(jìn)行固定方向的聲傳播，無法控制指向性。為便于實(shí)際應(yīng)用，設(shè)計(jì)了36 通道的基于環(huán)形揚(yáng)聲器陣列的音頻局部警報系統(tǒng)。該系統(tǒng)利用最小二乘法實(shí)現(xiàn)了單頻信號360?指向性可控，可以很好地實(shí)現(xiàn)局部警報聲播放的功能。

此系統(tǒng)硬件部分以數(shù)字信號處理器(Digitalsignal-processor,DSP)芯片TMS320C6678為核心，包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(Analog-to-digital converter,ADC)、數(shù)字模擬轉(zhuǎn)換器(Digital-to-analog converter,DAC)及音頻功率放大等電路。信號處理算法完全在DSP中實(shí)現(xiàn)。

文中對系統(tǒng)所涉及的主要硬件電路及最小二乘法進(jìn)行了詳細(xì)介紹，并對系統(tǒng)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)測試，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，采用此方法能夠控制基于環(huán)形揚(yáng)聲器陣列的警報系統(tǒng)的指向性，驗(yàn)證了系統(tǒng)的可行性。

1 硬件系統(tǒng)設(shè)計(jì)

基于環(huán)形揚(yáng)聲器陣列的警報系統(tǒng)的整體結(jié)構(gòu)如圖1所示。該系統(tǒng)以DSP 為控制核心，并在其外圍擴(kuò)展了ADC、DAC等功能模塊。

圖1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖Fig.1 System structure

為便于觀察實(shí)驗(yàn)效果，音頻信號由ADC 端輸入時采用1 個通道，由DAC 端輸出時采用36 個通道，即1通道控制多個輸出。

1.1 模擬信號預(yù)處理模塊

在ADC 輸入端，首先對音頻輸入小信號進(jìn)行放大，然后進(jìn)行抗混疊低通(Low pass,LP)濾波，濾波截止頻率為8 kHz。

由于混疊干擾信號和有用信號頻率之間距離較遠(yuǎn)，對過渡帶要求不高，故選用簡單的阻容無源濾波器電路實(shí)現(xiàn)抗混疊濾波功能。

1.2 模數(shù)轉(zhuǎn)換和數(shù)模轉(zhuǎn)換模塊

為盡可能使得通道間的轉(zhuǎn)換同步，避免選用Σ-?(過采樣技術(shù))型ADC 與DAC。綜合考慮通道數(shù)、供電電壓、分辨率以及接口時序等，采用MAX11049 作為模數(shù)轉(zhuǎn)換器，采用DAC7644 作為數(shù)模轉(zhuǎn)換器。在ADC 和DAC 模塊，由于通常使用的音頻及噪聲信號是在8 kHz 及以下的頻率段，因此通過DSP 設(shè)置采樣頻率為16 kHz，足以滿足需求，同時也避免了算法復(fù)雜度的增加。在電路設(shè)計(jì)上，通過外部電阻和電容的搭配，能夠?yàn)檩斎胩峁┏砍瘫Ｗo(hù)。由于其模擬電源和數(shù)字電源要求的電壓均為5 V，為方便布線，采用5 V模擬電壓供電[4]，最大采樣幅度為5 V。由于輸出通道較多，若將所有通道放在同一塊電路板上，會增加電路故障率，為便于檢查和使用，選擇放置16 個通道于一塊電路板上。36通道則需要3 塊電路板，多余的通道可留作備用，電路板間的級聯(lián)，只需普通的連接器對應(yīng)相連即可。

1.3 轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)

DSP 的I/O 口信號輸入電壓是1.8 V，而ADC和DAC 的信號電壓都是5 V，因此需要電平轉(zhuǎn)換器進(jìn)行兩者間電壓的轉(zhuǎn)換。此處采用電平轉(zhuǎn)換器LSF0108PWR，供電電壓1.8 V，參考電壓5 V，可實(shí)現(xiàn)1.8 V和5 V信號電壓的相互轉(zhuǎn)換。其5 V的信號電壓取決于上拉電阻可拉高的電壓，因此，此處上拉電阻的選取很重要，通過多次計(jì)算和實(shí)驗(yàn)，當(dāng)上拉電阻阻值為4.7 k? 時，能夠達(dá)到5 V 電壓。電平轉(zhuǎn)換電路如圖2所示。

圖2 電平轉(zhuǎn)換電路Fig.2 Level shifting circuit

同時，利用具有三態(tài)輸出的八路總線收發(fā)器SN74AUC245實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)總線之間的異步通信。根據(jù)方向控制輸入的邏輯電平，可將數(shù)據(jù)從A 總線傳送到B 總線或從B 總線傳送到A 總線，解決了ADC芯片到DSP及DSP到DAC芯片的電平轉(zhuǎn)換問題。

在電路時序匹配問題中，發(fā)現(xiàn)ADC、DAC以及DSP 的時序是不適配的，為解決這一問題，采用或門SN74ALVC32 芯片電路，改變數(shù)字信號狀態(tài)，進(jìn)而匹配硬件電路的時序。

1.4 音頻功放模塊

在DAC 輸出端，為穩(wěn)定輸出的音頻信號及增大對信號的驅(qū)動能力，在每一路的電路輸出端接入一個電壓跟隨器。該電路位于DAC 電路和功放之間，可以切斷揚(yáng)聲器的反電動勢對前級的干擾作用，同時電壓跟隨器輸入電阻大，輸出阻抗小，輸出電流大，噪聲小，能夠提高DAC轉(zhuǎn)換的精度。

音頻功放選用TPA3144D2 芯片，由于系統(tǒng)中揚(yáng)聲器數(shù)量較多，而此一個芯片可驅(qū)動兩個2 W、8 ?的揚(yáng)聲器，完全滿足系統(tǒng)多通道輸出的要求。同時為達(dá)到應(yīng)用方便、故障排除簡單的目的，選擇一個電路板放置8 個通道，36 通道則需要5 塊電路板，剩余通道留作備用。

2 算法實(shí)現(xiàn)

為獲得每個揚(yáng)聲器所對應(yīng)的濾波器系數(shù)，采用最小二乘法。最小二乘法通過最小化控制點(diǎn)處聲場的均方誤差來實(shí)現(xiàn)聲場合成[5]。該方法不對陣列構(gòu)型做特殊的要求，對環(huán)境的適應(yīng)能力強(qiáng)。

定義ZL和ZQ分別是在聽音區(qū)和靜音區(qū)的虛擬麥克風(fēng)和揚(yáng)聲器之間的傳遞函數(shù)，Z是虛擬麥克風(fēng)到揚(yáng)聲器間的傳遞函數(shù)矩陣，PL和PQ分別是在聽音區(qū)和靜音區(qū)的實(shí)際聲壓。L (Listen)表示聽音區(qū)，Q (Quiet)表示靜音區(qū)。

其中，q為揚(yáng)聲器陣列中每個揚(yáng)聲器單元的加權(quán)向量。

假設(shè)陣列的聲源是理想的自由場中的單極子源，則傳遞函數(shù)矩陣Z的第(m,n)個元素zm,n如下：

最小二乘法的最優(yōu)化：

代價函數(shù)為

通過求偏導(dǎo)數(shù)，得出其解為

其中，(·)H、(·)?1分別表示矩陣的共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置和矩陣的逆。φQ為靜音區(qū)聲重放誤差的權(quán)重。β>0，是Tikhonov 正則化參數(shù)，約束所輸入的聲能量，并對系統(tǒng)性能有一定影響，即在一定范圍內(nèi)，β越大，系統(tǒng)的魯棒性就越好[6?10]。ZHL、ZHQ分別為聽音區(qū)、靜音 區(qū)傳遞函數(shù)矩陣的共軛復(fù)數(shù)轉(zhuǎn)置。為了使指向性達(dá)到最優(yōu)，令φQ=0，則其解變成最小二乘解[9]

正則化參數(shù)β的計(jì)算[10?11]如下：

其中，γ是傳遞函數(shù)矩陣Z的最大奇異值，β0是一實(shí)數(shù)。根據(jù)聲能量對比度(Acoustic contrast,AC)的值選擇β0的取值[12?13]，

所設(shè)計(jì)的系統(tǒng)是在500 Hz、800 Hz 與1 kHz 頻率處，驗(yàn)證其音頻指向性。為得到更合適的正則化參數(shù)，選擇令β0為0.0001、0.001、0.01 和0.1，通過式(11)分別計(jì)算比較，β0為0.001 時，AC值最大，即聲能量對比度最好。同時，分別將β0為0.0001、0.001、0.01 及0.1 代入式(1)，經(jīng)Matlab 仿真，只有β0為0.001 時與期望聲壓最接近。因此選擇β0為0.001進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試。

文章采用單頻信號進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，通過最小二乘法技術(shù)在頻域上獲取每個揚(yáng)聲器所對應(yīng)的加權(quán)向量q，并通過快速傅里葉逆變換技術(shù)把各個頻率點(diǎn)的q轉(zhuǎn)為有限長單位沖激響應(yīng)(Finite impulse response,FIR)濾波以實(shí)現(xiàn)聲場的重現(xiàn)[14]。實(shí)驗(yàn)過程中，利用PC機(jī)產(chǎn)生單頻信號，并在DSP中實(shí)現(xiàn)該算法，使DSP能夠?qū)Σ杉降臄?shù)據(jù)進(jìn)行更新和處理，并發(fā)送到DAC 進(jìn)行輸出，以實(shí)現(xiàn)36 通道的環(huán)形音頻警報功能。

3 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析

為驗(yàn)證音頻的指向性以及整個系統(tǒng)的可行性，對上述系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試。實(shí)驗(yàn)通過DSP對1 個通道的ADC 給出的輸入信號進(jìn)行處理，分別通過36個通道的DAC進(jìn)行輸出，并經(jīng)音頻功放完成警報聲的傳播。下面對系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)部分進(jìn)行介紹。

首先搭建虛擬系統(tǒng)模型，設(shè)置30?～90?范圍為聽音區(qū)，其余為靜音區(qū)也即聲學(xué)暗區(qū)，仿真得到聽音區(qū)、靜音區(qū)效果圖，如圖3所示，其x軸和y軸所表示數(shù)據(jù)的模值均為圓環(huán)陣中心到各揚(yáng)聲器的距離。

圖3 模擬效果圖Fig.3 Simulated rendering

為驗(yàn)證真實(shí)效果，在全消聲室進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)分別采用500 Hz、800 Hz 和1 kHz 的單頻信號作為聲源，實(shí)驗(yàn)環(huán)境是內(nèi)部可用尺寸為6400 mm×4700 mm×4700 mm(長×寬×高)的全消聲室。

實(shí)驗(yàn)中所選用揚(yáng)聲器型號為HiVi B1S，聲級計(jì)型號為BSWA801，揚(yáng)聲器陣列與聲級計(jì)中心處于同一水平高度，間距設(shè)置為1.5 m，實(shí)驗(yàn)布置情況如圖4所示。設(shè)置圓環(huán)陣的揚(yáng)聲器為36 個，利用旋轉(zhuǎn)云平臺旋轉(zhuǎn)圓環(huán)陣，每隔10?用聲級計(jì)測量一次。

實(shí)驗(yàn)共計(jì)測試10 次，所測結(jié)果相近，在各頻率點(diǎn)處的方差為聽音區(qū)不超過1 dB，靜音區(qū)不超過2 dB。其實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖5所示，縱坐標(biāo)表示各個區(qū)域的聲壓級，橫坐標(biāo)表示測量角度。

從實(shí)驗(yàn)結(jié)果可看出，聲壓級較大的點(diǎn)集中在區(qū)域30?～90?之間。在各頻率點(diǎn)，聽音區(qū)和靜音區(qū)最值相差約24 dB。因此在各頻率點(diǎn)的聲壓級雖有高低差別，但基于環(huán)形揚(yáng)聲器陣列的警報系統(tǒng)的指向性依然明顯。同時，該警報系統(tǒng)的正常運(yùn)行，也驗(yàn)證了整個系統(tǒng)的可行性。

圖4 實(shí)驗(yàn)布置情況Fig.4 Experimental arrangement

圖5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果圖Fig.5 Experimental result

4 結(jié)論

本文以高性能的DSP為控制核心，利用最小二乘法進(jìn)行音頻信號處理，通過ADC 和DAC 為DSP進(jìn)行信號轉(zhuǎn)換，實(shí)現(xiàn)音頻信號的采集和輸出，并實(shí)現(xiàn)了基于環(huán)形揚(yáng)聲器陣列的警報系統(tǒng)的局部警報功能。在500 Hz、800 Hz 和1 kHz 三個頻點(diǎn)的單頻信號進(jìn)行反復(fù)實(shí)驗(yàn)，實(shí)驗(yàn)中音頻指向性明顯，同時驗(yàn)證了整個系統(tǒng)的可行性。