陳紅巖，郭 強，陳 佳，黃 敏

(1.國網(wǎng)常德供電公司，湖南 常德415000；2.重慶理工大學 重慶市能源互聯(lián)網(wǎng)工程技術研究中心，重慶400054)

0 引 言

隨著傳統(tǒng)能源的減少與全球環(huán)境污染問題的日益嚴重，發(fā)展純電動汽車是解決環(huán)境與污染問題的有效手段之一[1]。而由電池、電力電子裝置以及電動機構成的電驅(qū)動系統(tǒng)是電動汽車的核心動力來源，電驅(qū)動系統(tǒng)分為電壓源型逆變器(Voltage Source Inverter, VSI)與電流源型逆變器(Current Source Inverter, CSI)[2]，其中VSI可靠性高，調(diào)制策略簡單，因此被廣泛應用與研究。

在當前的電驅(qū)動系統(tǒng)中，SVPWM具有電壓利用率高，數(shù)字實現(xiàn)簡單等優(yōu)點，也是應用最廣泛的調(diào)制策略，該調(diào)制方法一共包括7段矢量序列，一個載波周期內(nèi)每個開關管均會開關一次[3-4]。為了降低開關損耗，提高VSI的逆變效率，近些年很多學者對不連續(xù)PWM(DPWM)調(diào)制策略展開研究，其中文獻[5]闡述了幾種不連續(xù)PWM調(diào)制策略的實現(xiàn)方法，并對幾種調(diào)制策略的諧波進行比較分析。文獻[6]提出基于開關損耗函數(shù)與死區(qū)效應的損耗分析方法，實現(xiàn)最小損耗不連續(xù) PWM 算法。文獻[7]針對兩個60°開關不動作區(qū)間超前輸出電壓30° 的調(diào)制理論與實現(xiàn)方法展開研究，文獻[8]研究了DPWM的統(tǒng)一化實現(xiàn)方法，探討了各種DPWM的內(nèi)在聯(lián)系。對于感應電機的控制策略，主要有恒壓頻比控制、矢量控制和直接轉矩控制方法，其中矢量控制策略具有轉矩輸出穩(wěn)定、調(diào)速范圍寬等優(yōu)點[9]。本文在以上研究基礎上，對DPWMMIN調(diào)制理論展開研究，并將其應用到VSI感應電機驅(qū)動系統(tǒng)，與感應電機的閉環(huán)控制系統(tǒng)結合，最后通過仿真與實驗進行可行性與正確性驗證。

1 有效狀態(tài)矢量作用時間的計算

采用VSI的感應電機驅(qū)動系統(tǒng)拓撲結構如圖1所示。udc表示直流側電池組電壓，S1-S6表示逆變橋的6個開關器件，ia、ib、ic分別表示感應電機的定子三相電流。

圖1 VSI感應電機驅(qū)動系統(tǒng)拓撲結構

圖2 電壓矢量與扇區(qū)分布

表1 有效矢量及其占空比

表1中，D的表達式為

(1)

2 DPWMMIN的調(diào)制策略的實現(xiàn)

120°不連續(xù)PWM調(diào)制策略分為兩種，一種是上橋臂直流母線被用作箝位參考電壓(DPWMMAX調(diào)制)，另一種則是下橋臂直流母線被箝位(DPWMMIN調(diào)制)，兩者均將SVPWM調(diào)制的序列數(shù)量由7段減小至五段，采用DPWMMAX策略時，零矢量放置于中間，有效矢量位于兩邊，這樣在扇區(qū)切換時，容易產(chǎn)生誤差，而本文采用的DPWMMIN調(diào)制策略依然保持零矢量分布在兩邊，將第2個有效矢量合成為一段，減小開關次數(shù)。

采用二值邏輯開關函數(shù)pa、pb、pc描述圖1中VSI的三相橋臂開關信號，以a相開關函數(shù)說明其具體定義：

(2)

pb、pc的定義與pa的定義方法一致。在一個載波周期內(nèi)，無論目標電壓矢量位于任何扇區(qū)，采用DPWMMIN調(diào)制策略時，均存在一路橋臂不動作，具體示意圖如圖3所示。

圖3 不同扇區(qū)下二值邏輯開關函數(shù)波形

d0=1-d1-d2，表示零矢量的占空比，根據(jù)圖3，可以得到三相橋臂的參考調(diào)制信號ma、mb、mc與每個占空比的分區(qū)間表達式：

(3)

(4)

(5)

再將表1中不同扇區(qū)的有效矢量占空比解析式依次代入式(3)、式(4)、式(5)，可以得到ma、mb、mc關于θ的分扇區(qū)解析式：

(6)

(7)

(8)

M為調(diào)制比，即調(diào)制信號基波U與直流母線電壓udc的比值，根據(jù)式(6)、式(7)、式(8)，在Matlab上生成a、b、c三相調(diào)制信號與載波信號，當調(diào)制比M=0.6時，DPWMMIN的信號波形如圖4所示。

圖4 DPWMMIN調(diào)制策略的示意圖

圖5 DPWMMIN調(diào)制策略的實現(xiàn)流程

3 感應電機電流控制系統(tǒng)設計

對感應電機的數(shù)學模型依次進行Clarke變換和基于轉子磁鏈定向后的Park變換，轉矩與磁鏈可以單獨控制，對d、q軸方程中的耦合項進行解耦后，整個電機系統(tǒng)可以等效為一階環(huán)節(jié)，采用PI控制器實現(xiàn)對定子d、q軸系電流進行調(diào)節(jié)，整個環(huán)路結構如圖6所示。

圖6 電流閉環(huán)控制框圖

圖6中，對系統(tǒng)進行簡化，將電流采樣延遲時間Ts與逆變橋的小慣性特性時間常數(shù)0.5Ts合并為一個小時間常數(shù)1.5Ts，kp為PI控制器比例系數(shù)，i為積分系數(shù)，σ為感應電機的漏磁系數(shù)，Ls為定子等效電感，Rs為定子電阻。對定子電流d、q軸給定量、與采樣值進行PI調(diào)節(jié)，得到VSI的輸出電壓給定量經(jīng)過調(diào)制后，VSI為感應電機輸出實時定子電壓ud、uq。令i=σLs/Rs，可以抵消極點，此時電流環(huán)路增益G(s)為

(9)

根據(jù)典型I型系統(tǒng)的參數(shù)整定關系，令系統(tǒng)阻尼比為0.707，應滿足：

(10)

求得kp的取值為

(11)

將式(11)代入式(9)，開關周期Ts為66.7 μs，繪制系統(tǒng)的Bode圖，如圖7所示。相角裕度為65°，滿足穩(wěn)定性要求，截止頻率為732 Hz，能夠有效濾除逆變器產(chǎn)生的高次諧波，滿足設計要求。

圖7 系統(tǒng)環(huán)路Bode圖

4 仿真結果

為了驗證本文提出的DPWMMIN調(diào)制策略的實現(xiàn)方法以及電流控制器參數(shù)設計方法的可行性與正確性，在Matlab的Simulink平臺搭建了帶有電動汽車負載模型的VSI感應電機驅(qū)動系統(tǒng)，調(diào)制模型采用 DPWMMIN的調(diào)制模型與電流控制器模型，對系統(tǒng)進行仿真，仿真模型中感應電機參數(shù)為：額定功率15 kW，峰值功率45 kW，最大輸入電流650 A，額定輸入電流350 A，額定電壓72 VDC，可變頻率0～300 Hz。定子d、q軸電流，電磁轉矩與負載轉矩，電機轉速波形依次如圖8(a)、8(b)、8(c)所示。

圖8 仿真波形

電機的負載轉矩Tl為110 Nm，起動時，電機定子電流勵磁分量isd調(diào)整至110 A，轉矩分量isq調(diào)整至390 A，電磁轉矩Te為122 Nm，電機加速運行，22 s時，當轉速達到2200 r/min時，電機同步轉速達到基速2200 r/min，此時降低isd實現(xiàn)弱磁控制，最終Te下降至110 Nm，電機勻速運行，轉速為2785 r/min。整個仿真過程說明本文采用的DPWMMIN的調(diào)制策略能夠?qū)崿F(xiàn)電機的正常運行，以及設計的電流控制器可以實現(xiàn)對定子電流的調(diào)節(jié)實現(xiàn)對轉矩、轉速的控制。

5 實驗結果

在實驗樣車上對本文設計的DPWMMIN調(diào)制策略以及電流控制算法進行測試，電動汽車采用力帆EV330，電機參數(shù)與仿真電機參數(shù)相同。電機控制芯片選擇德州儀器生產(chǎn)的TMS320F28069芯片。在控制芯片留有專門的模擬量輸入輸出通道來采集數(shù)據(jù)，再通過實驗組成員內(nèi)部開發(fā)的行車記錄儀軟件，將采集到的數(shù)據(jù)顯示到電腦上。由于該車是自動擋電動車，通過加速踏板直接給定電機定子轉矩分量isq來使汽車加速，即速度只有動態(tài)值，沒有固定工作點。定子電流轉矩分量與轉速的實驗結果如圖9所示。

圖9 實驗波形

圖9(a)說明本文設計的電流控制器能夠?qū)Χㄗ与娏鬓D矩分量進行可靠控制，能夠滿足電動汽車的性能需求，圖9(b)中的轉速觀測器是基于電流模型與電壓模型實現(xiàn)的，其中定子電壓需要DSP根據(jù)式(3)～式(5)計算重構得到的，轉速觀測器的觀測值與正交編碼器的測量值十分接近，說明本文采用的DPWMMIN調(diào)制策略是正確可行的，在此基礎上重構的相電壓可以用于轉速觀測。

6 結 語

DPWMMIN調(diào)制策略與傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制相比，能夠有效減小開關次數(shù)，降低開關損耗。仿真與實驗結果表明電動汽車用VSI感應電機驅(qū)動系統(tǒng)采用DPWMMIN調(diào)制策略是可行的。采用I型系統(tǒng)設計的電流控制器能夠?qū)崿F(xiàn)對感應電流的快速精確調(diào)節(jié)，具有良好的穩(wěn)態(tài)與動態(tài)性能。