李文華， 胡 琦， 盧山念， 張 賀， 鄭 杭

(1. 省部共建電工裝備可靠性與智能化國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 河北工業(yè)大學(xué)， 天津 300130；2. 浙江天正電氣股份有限公司， 浙江 溫州 325604)

1 引言

化石能源過度利用導(dǎo)致了溫室效應(yīng)、熱污染等環(huán)境問題，環(huán)境破壞對(duì)人類生活產(chǎn)生嚴(yán)重影響，使用可再生的新型能源取代傳統(tǒng)化石燃料是有效解決途徑[1，2]。因此，分布式發(fā)電成為當(dāng)今研究的熱點(diǎn)，尤其是光伏和風(fēng)力發(fā)電[3]。分布式發(fā)電輸出電壓低、電壓波動(dòng)大，而且傳統(tǒng)電壓源型逆變器只能對(duì)輸入電能降壓輸出，因此不能直接使用分布式電能對(duì)負(fù)載進(jìn)行供電，需要提高逆變器直流母線電壓[4]。

目前常用的升壓逆變結(jié)構(gòu)有兩級(jí)式和單級(jí)式。兩級(jí)式結(jié)構(gòu)中二極管的反向恢復(fù)問題嚴(yán)重，開關(guān)器件眾多導(dǎo)致系統(tǒng)效率降低，成本增加。與兩級(jí)式相比，單級(jí)式逆變器具有效率高、控制簡單、直流紋波小、體積小的優(yōu)點(diǎn)，是當(dāng)今研究的熱點(diǎn)[5，6]。單級(jí)式逆變器可分為Z源型、差動(dòng)型、二極管耦合型和電流源型。文獻(xiàn)[7]提出了Z源逆變器，克服了電壓逆變器不能直通、只能降壓輸出的缺點(diǎn)，但具有起動(dòng)沖擊振蕩、升壓系數(shù)低及電容應(yīng)力大的不足，在應(yīng)用中受到局限[8]。文獻(xiàn)[9]提出了準(zhǔn)Z源逆變器，其具有輸入輸出共地、電容應(yīng)力小的優(yōu)勢，升壓能力有所提高，但升壓系數(shù)與直通比仍然是一次方反比的關(guān)系，升壓能力不足。文獻(xiàn)[10，11]提出了Z源和準(zhǔn)Z源T型逆變器，其升壓系數(shù)與準(zhǔn)Z源逆變器相同，但開關(guān)器件數(shù)量多，共模干擾嚴(yán)重[12]。文獻(xiàn)[13]提出了一種差動(dòng)式逆變器及其控制方式，但該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不能使用傳統(tǒng)三相逆變橋PWM控制，增加了控制難度，且升壓系數(shù)較低。文獻(xiàn)[14]提出了一種二極管耦合型逆變器，但其與Z源型相比多使用一個(gè)開關(guān)管，控制相對(duì)復(fù)雜。電流源逆變器只能升壓輸出，電壓輸出范圍小，而且由于換流重疊時(shí)間的引入，輸出波形會(huì)產(chǎn)生畸變，在應(yīng)用中受到局限。

為了提高單級(jí)升壓式逆變器的升壓系數(shù)、減小電容應(yīng)力，提出了一種二次升壓式逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)證明了其升壓系數(shù)與非直通比的二次方成反比，具有升壓系數(shù)高、控制靈活、可靠性高和輸入電流連續(xù)等優(yōu)點(diǎn)。

2 工作原理分析

二次升壓式逆變器電路圖如圖1所示。電路由升壓網(wǎng)絡(luò)、緩沖網(wǎng)絡(luò)和三相逆變橋三部分組成。升壓網(wǎng)絡(luò)由L1、L2、D1、D2、C1組成，用來對(duì)輸入電壓Uin進(jìn)行升壓。緩沖網(wǎng)絡(luò)由C2、L3、D3和D4組成，可以緩沖電感L2放電時(shí)產(chǎn)生的瞬時(shí)高電壓，減小輸出失真度。三相逆變橋由開關(guān)器件S1～S6組成，其與電網(wǎng)或交流負(fù)載連接。

圖1 二次升壓式逆變器電路圖Fig.1 Circuit diagram quadratic boost inverter

為簡化分析，假設(shè)L2工作于連續(xù)導(dǎo)通模式(Continuous Conduction Mode, CCM)。電感L1工作于CCM，從輸入電源到直流母線之間的等效電路如圖2和圖3所示，分別對(duì)應(yīng)直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)。

圖2 CCM下直通零矢量狀態(tài)等效電路Fig.2 Equivalent circuits of through zero vector state under CCM

圖3 CCM下非直通零矢量狀態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of non through zero vector state under CCM

(1)圖2為直通狀態(tài)下的等效電路。當(dāng)逆變橋上、下兩組開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)，逆變橋短路，直流母線電壓為零。此時(shí)D1和D3關(guān)斷，D2導(dǎo)通。輸入直流電源Uin給L1充電，C1給L2充電，C2給L3充電，iL1和iL2線性增加。

(2)圖3為非直通狀態(tài)下的等效電路。當(dāng)開關(guān)管工作在非直通零矢量狀態(tài)時(shí)，可將三相逆變橋等效替換為電流源。此時(shí)D2關(guān)斷。此過程包含iL3>0和iL3=0兩種狀態(tài)。

當(dāng)iL3>0時(shí)，D4導(dǎo)通，如圖3(a)所示。此時(shí)輸入直流電源Uin和L1給C1充電，導(dǎo)電回路為Uin-L1-D1-C1；L2給C2充電，導(dǎo)電回路為L2-C2-D3；L3給C1充電，導(dǎo)電回路為L3-D3-C1-D4；Uin和L1、L2同時(shí)向負(fù)載放電，導(dǎo)電回路為Uin-L1-D1-L2-負(fù)載。

當(dāng)L3續(xù)流結(jié)束，即iL3=0時(shí)，D4關(guān)斷，如圖3(b)所示。導(dǎo)電回路L3-D3-C1-D4關(guān)斷，其他回路繼續(xù)導(dǎo)通，iL1和iL2線性降低。設(shè)開關(guān)周期為T，直通比為D。電容電壓為：

(1)

(2)

定義BCCM為L1在CCM下電路的升壓系數(shù)，可以求得輸出直流母線電壓為：

(3)

由式(3)可知，二次升壓式逆變器在CCM下升壓系數(shù)與非直通比的二次方成反比，故稱之為二次升壓式逆變器。

L1在斷續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Conduction Mode, DCM)與CCM的不同在于，增加了iL1=0的狀態(tài)，DCM下非直通零矢量狀態(tài)等效電路如圖4所示。設(shè)L1續(xù)流占空比為Don，則Don<1-D。在DCM下直流母線電壓為：

(4)

式中，BDCM為DCM模式下電路的升壓系數(shù)。比較可知BDCM>BCCM，當(dāng)需要較大升壓系數(shù)時(shí)可使逆變器工作于DCM，但缺點(diǎn)是斷續(xù)的輸入電流對(duì)輸入側(cè)電能質(zhì)量影響較大。

圖4 DCM下非直通零矢量狀態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit of non through zero vector state under DCM

3 升壓網(wǎng)絡(luò)分析

3.1 臨界電感分析

一個(gè)開關(guān)周期輸入電流平均值為：

(5)

假設(shè)所有器件均為理想器件，升壓網(wǎng)絡(luò)中的功率損耗可忽略不計(jì)，故輸入功率等于輸出功率，設(shè)負(fù)載在直流母線側(cè)的等效負(fù)載為R，則電感L1續(xù)流占空比Don為：

(6)

電感L1在CCM模式和DCM模式之間的臨界條件為Don=1-D，根據(jù)式(6)可知，臨界電感L1C

為：

(7)

通過式(7)可知，若電路的直通比、輸出功率、開關(guān)周期不變，若增大電感值，可以使電路工作在CCM模式。

3.2 零極點(diǎn)特性分析

通過狀態(tài)空間平均法建立了二次升壓式逆變器的升壓網(wǎng)絡(luò)在CCM模式下的小信號(hào)模型。電容C1的電壓對(duì)于直通比的傳遞函數(shù)為：

(8)

式中

升壓網(wǎng)絡(luò)的零點(diǎn)、極點(diǎn)隨著電路參數(shù)變化而移動(dòng)。電路參數(shù)為：L1=10mH，L2=40mH，C1=100μF，D=0.2。只改變其中一個(gè)參數(shù)，零極點(diǎn)位置變化情況如圖5所示。系統(tǒng)左半平面存在零點(diǎn)，為非最小相位系統(tǒng)，輸出響應(yīng)存在負(fù)超調(diào)[15]。L1由10mH變化到20mH零極點(diǎn)位置如圖5(a)所示，零極點(diǎn)均向原點(diǎn)移動(dòng)，負(fù)超調(diào)更加嚴(yán)重，系統(tǒng)阻尼增大。L2由20mH變化到40mH時(shí)如圖5(b)所示，極點(diǎn)靠近原點(diǎn)，零點(diǎn)遠(yuǎn)離原點(diǎn)。系統(tǒng)負(fù)超調(diào)減小，阻尼增大。增大電感雖然可以減小電壓、電流紋波，但會(huì)惡化動(dòng)態(tài)響應(yīng)。C1由100μF變化到200μF時(shí)如圖5(c)所示，極點(diǎn)靠近原點(diǎn)，零點(diǎn)位置不變，增大電容C1會(huì)增大系統(tǒng)過渡時(shí)間。D由0.2變化到0.4時(shí)如圖5(d)所示，系統(tǒng)阻尼增大，負(fù)超調(diào)更加嚴(yán)重。通過升壓網(wǎng)絡(luò)特性分析和預(yù)期紋波大小，可以確定系統(tǒng)參數(shù)。

4 仿真研究

在Saber仿真軟件下搭建了系統(tǒng)模型，對(duì)二次升壓式逆變器進(jìn)行分析。逆變器采用恒定直通比的SPWM控制方式。仿真參數(shù)為：L1=40mH，L2=50mH，L3=5mH，C1=100μF，C2=100μF，濾波電容為40μF，濾波電感為20mH，輸入電壓為DC50V，D=0.4、調(diào)制比M=0.6。逆變器在不同模式下仿真波形如圖6和圖7所示，不同工作模式下逆變器電壓如表1所示，各電壓值與公式計(jì)算結(jié)果相同，驗(yàn)證了電路工作原理的正確性。

在同樣的參數(shù)下，對(duì)Z源逆變器進(jìn)行仿真，仿真波形如圖8所示。Z源逆變器直流母線電壓為108V，升壓系數(shù)為2.16。表1將二次升壓式逆變器的不同工作模式以及Z源逆變器做比較，可知在相同的輸入電壓和直通比下，二次升壓式逆變器與Z源逆變器相比，輸出電壓更高，電容應(yīng)力小。二次升壓式逆變器在DCM模式下輸出電壓高于CCM模式，說明該逆變器具有升壓系數(shù)高的優(yōu)點(diǎn)。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖5 升壓網(wǎng)絡(luò)零極點(diǎn)分布Fig.5 Zero pole distribution of boost network

以二次升壓式逆變器運(yùn)行在CCM模式為例，設(shè)計(jì)的樣機(jī)參數(shù)為：L1=40mH，L2=50mH，L3=5mH，C1=100μF，C2=100μF，濾波電容為40μF，濾波電感為20mH。逆變器采用恒定直通比的SPWM控制方式，開關(guān)頻率為15kHz，D=0.4。以dsPIC30F單片機(jī)作為控制器，在輸入電壓為DC50V時(shí)進(jìn)行實(shí)驗(yàn)。

表1 不同工作模式下逆變器電壓Tab.1 Inverter voltage in different operating modes

圖6 CCM下電感電流、電容電壓、直流母線電壓和A相輸出電壓波形Fig.6 Waveforms of inductor current, capacitor voltage, DC bus voltage and A phase output voltage under CCM

圖7 DCM下電感電流、電容電壓、直流母線電壓和A相輸出電壓波形Fig.7 Waveforms of inductor current, capacitor voltage, DC bus voltage and A phase output voltage under DCM

圖8 Z源逆變器直流母線電壓和A相輸出電壓Fig.8 DC bus voltage and A phase output voltage of Z-source inverter

實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。圖9(a)為電感L1電流，可以看出逆變器工作于CCM模式，圖9(b)和圖9(c)所示UC1和UC2分別為83V和41V，圖9(d)所示直流母線電壓幅值為124V，圖9(e)所示A相輸出電壓幅值為111V。各電壓值與公式計(jì)算值近似相等，驗(yàn)證了原理的正確性，說明該逆變器具有升壓系數(shù)高的優(yōu)點(diǎn)。

圖9 逆變器實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of inverter

6 結(jié)論

研究了二次升壓式逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其特性，分析了電路在CCM和DCM模式下的工作情況和升壓系數(shù)。仿真和實(shí)驗(yàn)表明二次升壓式逆變器具有如下優(yōu)勢：

(1)能夠?qū)崿F(xiàn)單級(jí)升壓逆變，通過調(diào)節(jié)直通比和調(diào)制比靈活調(diào)節(jié)輸出電壓，電路升壓能力強(qiáng)，電壓調(diào)節(jié)范圍大。

(2)在CCM模式下輸入電流連續(xù)，對(duì)輸入側(cè)電能質(zhì)量影響小，在DCM模式下可以獲得更高的升壓系數(shù)。

(3)電路包含升壓部分和緩沖部分，可降低瞬態(tài)過電壓和器件開關(guān)損耗。

(4)二次升壓式逆變器可以直接使用傳統(tǒng)電壓源型逆變器的控制方式，控制方式靈活。