商諾諾，梁 艷，翟恒峰，原浩娟

（1.91550部隊(duì)，遼寧 大連，116023；2.上海航天電子技術(shù)研究所，上海，201109）

0 引 言

雷達(dá)信號脈內(nèi)特征分析技術(shù)已成為雷達(dá)對抗偵察系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)之一，是識別雷達(dá)輻射源個(gè)體及其所屬武器平臺和系統(tǒng)的重要手段。傳統(tǒng)的雷達(dá)信號分析主要是對脈沖幅度、到達(dá)時(shí)間、到達(dá)方位、脈寬、載頻五個(gè)參數(shù)進(jìn)行提取。而在如今的復(fù)雜環(huán)境下，雷達(dá)信號模式發(fā)生較大的變化，通過對載頻進(jìn)行復(fù)雜的調(diào)制，以提高雷達(dá)系統(tǒng)抗噪聲和抗干擾的能力，具有更強(qiáng)的保密性。對于電子偵察系統(tǒng)來說，對截獲雷達(dá)信號只進(jìn)行脈沖信息的提取往往是不夠的，需要對包括脈內(nèi)細(xì)微特征在內(nèi)的雷達(dá)完整信號進(jìn)行分析，以提高系統(tǒng)的分析和識別能力［1］。本文提出了一種利于工程實(shí)現(xiàn)的脈沖特征提取方法，其算法流程簡單易行，同時(shí)對細(xì)微特征的檢測也有較高的精度。

1 雷達(dá)信號脈沖參數(shù)特征提取原理流程

脈沖參數(shù)特征提取的原理框圖如圖1所示。

圖1 脈沖參數(shù)特征提取方案流程Fig.1 Process of feature extraction of pulse parameters

由電子偵察數(shù)字接收機(jī)DBF系統(tǒng)形成多路波束，通過一個(gè)波束選擇器選擇一路功率最大的波束送到數(shù)字信道化濾波器中，進(jìn)行信道化瞬時(shí)測頻等參數(shù)估計(jì)。采用這種方案只需要對一路波束進(jìn)行頻域信道化，硬件實(shí)現(xiàn)相對簡單，但是只能對特定方向的同時(shí)到達(dá)信號進(jìn)行頻域分離。同時(shí)，波束選擇器還可對所需的波束進(jìn)行DBF測向。最后電子偵察接收機(jī)將測得的雷達(dá)信號脈沖包送到脈沖編碼進(jìn)行脈沖描述字的輸出，并且將脈沖包（含時(shí)域數(shù)據(jù)）直接輸出給后續(xù)的處理機(jī)，由處理機(jī)對可疑目標(biāo)進(jìn)行更加詳細(xì)的脈內(nèi)特征分析。由于該處理流程在脈沖信號檢測前進(jìn)行了波束合成，即利用了空間上的相干增益，有利于對弱信號進(jìn)行檢測。

1.1 基于DFT濾波器組的信道化結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)

本文采用數(shù)字信道化技術(shù)實(shí)現(xiàn)頻域上信號的分離以及完成降速率的過程。同時(shí)，通過壓縮每個(gè)子信道的噪聲帶寬來提高被截獲信號的信噪比。信道化濾波器組采用一種無盲區(qū)少交疊的均勻信道化濾波器組結(jié)構(gòu)［2－3］，如圖2所示。針對濾波器過渡帶引起的模糊問題可利用相鄰信道輸出的幅度特性，并采用DIFM（數(shù)字瞬時(shí)測頻）方法判斷信號所在的真實(shí)信道。

圖2 復(fù)信號的多相DFT濾波器組信道化結(jié)構(gòu)Fig.2 Multiphase DFT filter bank channelized structure of complex signal

圖3 中輸入被偵查信號為SNR＝0dB的單頻信號（420 MHz）和LFM 信號（790 MHz），從第5信道和第2信道的觀測結(jié)果可以看出，信道化處理除了具有分離頻域上多個(gè)信號的作用之外，形成若干個(gè)子信道，完成降速率的過程，使得對抗多個(gè)同時(shí)到達(dá)信號成為可能，并且通過壓縮每個(gè)子信道的噪聲帶寬來提高被截獲信號的信噪比。

圖3 數(shù)字信道化分選各信道信號（紅色—單頻信號、綠色—LFM信號）Fig.3 Digital Channelization for the selection of each channel signal（red-sine wave signal，green-LFM signal）

1.2 一階相位差分法瞬時(shí)測頻、測相

本文采用一階相位差分法瞬時(shí)測頻的方法，具體實(shí)現(xiàn)過程如圖4所示。

由于信號的瞬時(shí)頻率可表示為

則在數(shù)字域瞬時(shí)頻率

式中：Ts為采樣時(shí)間間隔，D為抽取倍數(shù)。但是由于正弦周期信號的瞬時(shí)相位被限定在［－π，π］之間，會(huì)造成相位差的不連續(xù)性，導(dǎo)致出現(xiàn)相位模糊現(xiàn)象，因此還需將得到的瞬時(shí)頻率進(jìn)行解模糊處理［4］。

圖5為單載頻信號和LFM信號輸出的瞬時(shí)頻率時(shí)頻分析結(jié)果，可以直觀地從時(shí)頻分析圖中完整地描述出各信號的調(diào)制信息、載頻以及調(diào)頻斜率和起始頻率等細(xì)微特征信息。同時(shí)，通過對矢量信號的虛部與實(shí)部比值的反正切可得到信號瞬時(shí)相位，通過該區(qū)域數(shù)據(jù)分析脈內(nèi)相位調(diào)制情況能判斷信號調(diào)制類型、測量碼元長度和信號編碼規(guī)律［5］。

圖4 瞬時(shí)測頻實(shí)現(xiàn)框圖Fig.4 Processing flow of instantaneous frequency measurement

圖5 SNR＝5dB單載頻信號和LFM信號輸出的瞬時(shí)頻率Fig.5 SNR＝5dB Instantaneous frequency of sine wave signal and LFM signal

1.3 數(shù)字脈沖檢測

本方案采用全數(shù)字的脈沖檢測方式，主要利用信號的瞬時(shí)幅度信息，采用靈活的門限判決技術(shù)和自相關(guān)包絡(luò)提取技術(shù)，檢測出輸入脈沖信號的上升／下降沿，得到精確度很高的全頻脈沖信號。同時(shí)，采用二次峰值檢測方法可對輸入脈沖調(diào)制信號的上升沿和下降沿的拖尾現(xiàn)象進(jìn)行精確校正，并有效地抑制“兔耳效應(yīng)”帶來的影響，為后端雷達(dá)偵察系統(tǒng)的測量和同步提供穩(wěn)定的參考信號［3］。根據(jù)檢出的精確的全頻脈沖信號可以很精確地得到脈沖信號包絡(luò)、脈沖寬度（PW）和到達(dá)時(shí)間（TOA）等重要的脈沖描述字信息。圖6為數(shù)字脈沖檢測原理流程，圖7為不同信道信號包絡(luò)檢測結(jié)果。從圖7中可以看出，對于低信噪比的弱信號，采用改進(jìn)的基于時(shí)延的自相關(guān)包絡(luò)提取算法能檢測獲取完整有效的脈沖信號包絡(luò)。因此，本文采用的數(shù)字脈沖檢測處理方法具有體積小、精度高、穩(wěn)定性和可控性強(qiáng)、算法能力強(qiáng)、調(diào)整方便等優(yōu)點(diǎn)。

圖6 數(shù)字脈沖檢測框圖Fig.6 The principle of digital pulse detection

圖7 SNR＝－5 dB時(shí)采用改進(jìn)自相關(guān)方法得到的脈沖包絡(luò)Fig.7 SNR＝－5 dB the pulse envelope obtained by the improved self-correlation method

2 信道間數(shù)據(jù)融合

數(shù)字信道化接收機(jī)為了連續(xù)覆蓋瞬時(shí)帶寬，相鄰信道的濾波器在頻域上必須有重疊。在這樣的濾波器組設(shè)計(jì)下，當(dāng)信號落入圖8（a）中標(biāo)注的陰影區(qū)域，即使是單載頻信號也會(huì)在兩個(gè)相鄰的信道內(nèi)有輸出，其中一個(gè)信道的輸出是虛假輸出，這就是信道化接收機(jī)的單載頻信號跨信道輸出問題。另一類跨信道問題是由調(diào)制（FM）信號引起的［6］。如圖8（b）所示，因?yàn)镕M信號的頻率是隨時(shí)間變化的，具有較大的帶寬，所以會(huì)在幾個(gè)連續(xù)信道先后分裂輸出。

顯然，F(xiàn)M信號的跨信道問題比單載頻信號的跨信道問題復(fù)雜，而且其跨信道輸出，既有濾波器過渡帶產(chǎn)生的虛假輸出，又有由于頻率隨時(shí)間變化帶來的正常的跨信道輸出。所以對于FM信號的跨信道輸出，除了剔除虛假輸出樣本，還要合并正確的跨信道輸出樣本。

針對單載頻信號的跨信道問題，可以利用信道化處理之后的瞬時(shí)頻率信息進(jìn)行判別。該方法估計(jì)每個(gè)子信道k在m時(shí)刻輸出的瞬時(shí)頻率f（k，m），當(dāng)f（k，m）位于第k個(gè)濾波器的通帶范圍內(nèi)時(shí)（－1／2K，1／2K），認(rèn)為信號位于第k個(gè)信道內(nèi)，如果位于過渡帶范圍內(nèi)則認(rèn)為信號不在第k個(gè)信道內(nèi)。該方法的問題在于，當(dāng)輸入信號疊加有噪聲的時(shí)候，瞬時(shí)頻率測量值是噪聲和信號頻率綜合的結(jié)果，隨著噪聲的變化而在濾波器組的某個(gè)區(qū)域內(nèi)隨時(shí)間變化。當(dāng)輸入信號的頻率落在－1／2K或者1／2K附近時(shí)，其瞬時(shí)頻率就會(huì)在－1／2K或者1／2K兩側(cè)隨機(jī)波動(dòng)，用固定的瞬時(shí)頻率門限去檢測時(shí)，會(huì)出現(xiàn)脈沖分裂現(xiàn)象，使該方法無法正常發(fā)揮作用。而對于FM信號跨信道的問題，該方法也不具備合并多個(gè)跨信道輸出的能力。因此，采用一種信號集合更新模型，用于解決環(huán)境噪聲中單載頻和FM信號跨信道輸出的問題。

圖8 相鄰信道信號跨信道輸出現(xiàn)象Fig.8 The phenomenon of cross channel output of adjacent channel signals

2.1 信號集合更新模型

信號集合更新模型如圖9所示。

圖9 基于信道化結(jié)構(gòu)的信號集合更新模型Fig.9 Signal set updating model based on channelized structure

SI是數(shù)字信道化結(jié)構(gòu)輸入信號的集合，可能包含同時(shí)到達(dá)信號，并帶有噪聲。經(jīng)過數(shù)字信道化處理單元后得到SC［6］。首先，對m時(shí)刻SC各信道的元素進(jìn)行幅度門限檢測，對于沒有過門限，不參與剩余的信號的判定操作。對m時(shí)刻元素歸一化后的瞬時(shí)頻率值（后面簡述為DIFM值）與0.5（歸一化后的中心頻率值）進(jìn)行比較，并根據(jù)比較的結(jié)果對SO進(jìn)行更新，得到m時(shí)刻的SO。當(dāng)輸入信號在信道k的DIFM值輸出滿足｜fmk｜＜0.5的條件，信道判決認(rèn)為該信號屬于信道k；否則，若fmk＜－0.5判定該信號屬于信道k－1；若fmk＞0.5判定該信號屬于信道k＋1。

2.2 跨信道判別

對于更新后m時(shí)刻的信號元素與前m－1時(shí)刻的信號元素進(jìn)行判別，若m時(shí)刻k信道的元素與m－1時(shí)刻k＋1（或k－1）信道元素的DIFM值的絕對差值小于閾值ET，則將m時(shí)刻的信號元素與m－1時(shí)刻k＋1（或k－1）信道元素合并為同一個(gè)信號元素。以同時(shí)到達(dá)的多個(gè)單頻和窄寬頻信號為例說明跨信道判別的處理。

1）同時(shí)到達(dá)多個(gè)單頻（窄帶）信號

以同時(shí)到達(dá)兩個(gè)輸入單頻（窄帶）信號的情況為例，如圖10所示，信號1與信號2分別在相鄰的信道A與信道B產(chǎn)生響應(yīng)，由于相鄰信道間會(huì)有虛假輸出，使得相鄰信道的瞬時(shí)頻率響應(yīng)產(chǎn)生疊加，造成信號的誤判?？梢园瓷鲜鏊惴?，同時(shí)采用幅度判別來區(qū)別這種同時(shí)到達(dá)的兩個(gè)信號頻率分辨率小于一個(gè)信道寬度的信號。

圖10 相鄰信道同時(shí)到達(dá)兩個(gè)輸入單頻（窄帶）信號的情況Fig.10 Two input single frequency（narrowband）signals arrive at adjacent channels simultaneously

若同時(shí)到達(dá)的兩個(gè)輸入單頻（窄帶）信號分別在兩個(gè)信道中輸出，且這兩個(gè)信號頻率間隔一個(gè)信號寬度，如圖11所示，則信號1在信道A和信道B產(chǎn)生響應(yīng)，信號2在信道B和信道C產(chǎn)生響應(yīng)。如果信號1和信號2的頻率間隔超過一個(gè)子信道的寬度，則信號1和信號2將分別落在A信道和C信道這兩個(gè)不相鄰的判決區(qū)域內(nèi)。這時(shí)可以根據(jù)A信道和C信道的輸出分別測算出這兩個(gè)信號的頻率。但對于在B信道產(chǎn)生的疊加響應(yīng)可能會(huì)對兩個(gè)信號的到達(dá)時(shí)間產(chǎn)生誤判，對于此種情況的誤判建議采用非實(shí)時(shí)處理進(jìn)行判別。

圖11 不同信道同時(shí)到達(dá)兩個(gè)輸入單頻（窄帶）信號的情況Fig.11 Two input single frequency（narrow-band）signals arrive at different channels simultaneously

如果信號1和信號2的頻率間隔小于一個(gè)子信道的寬度，則信號1和信號2將可能同時(shí)落在B信道的判決區(qū)域內(nèi)，如圖12所示。這時(shí)B信道的輸出是信號1和信號2的疊加。在后端進(jìn)行相位法瞬時(shí)測頻的實(shí)時(shí)處理方案下，無法處理子信道內(nèi)的同時(shí)到達(dá)信號，容易出現(xiàn)較大的測頻誤差，同時(shí)也不能測出正確的信號到達(dá)時(shí)間。因此在數(shù)字信道化與瞬時(shí)測頻的實(shí)時(shí)測頻體制下，同時(shí)到達(dá)信號的頻率分辨率大于1個(gè)子信道的寬度。

圖12 兩個(gè)輸入單頻（窄帶）信號同時(shí)到達(dá)同一信道的情況Fig.12 Two input single frequency（narrow-band）signals arrive at the same channel simultaneously

如果要想對同一子信道內(nèi)部的同時(shí)到達(dá)信號進(jìn)行進(jìn)一步處理，需要在數(shù)字信道化之后采用更加復(fù)雜的信號處理方案，而且信道判決的復(fù)雜度也大大增加。這在實(shí)際系統(tǒng)中很難實(shí)時(shí)實(shí)現(xiàn)，建議采用非實(shí)時(shí)的方式處理。

2）窄瞬時(shí)帶寬的跨信道信號

對于跨信道信號的信道判決和數(shù)據(jù)融合問題，可以根據(jù)瞬時(shí)帶寬的情況來進(jìn)行討論。一種是瞬時(shí)帶寬較窄（小于子信道的寬度）的跨信道信號，例如調(diào)頻信號和跳頻信號，在任何一個(gè)瞬時(shí)時(shí)刻，信號都可以等效成一個(gè)單頻（窄帶）信號，如圖13所示。這種情況相對容易處理。數(shù)字信道化實(shí)際上進(jìn)行的是短時(shí)傅立葉變換，是一種很好的時(shí)頻分析工具，因此完全可以按照單個(gè)單頻（窄帶）信號的判決模式進(jìn)行處理。但是需要注意以下兩點(diǎn)：

（1）考慮到這種信號的存在，在對輸入信號進(jìn)行瞬時(shí)測頻的時(shí)候，不能采用整個(gè)脈沖平均的方式，而應(yīng)該對瞬時(shí)測頻的結(jié)果進(jìn)行線性回歸處理，以解算脈內(nèi)信號頻率的變化規(guī)律。

（2）在信號跨越信道的時(shí)候（如圖8所示），會(huì)出現(xiàn)信號斷裂的情況，即系統(tǒng)會(huì)將信號落在不同判決區(qū)域的部分看成是不同的信號。因此這時(shí)按照上述的跨信道判別準(zhǔn)則，進(jìn)行時(shí)域和頻域的“拼接”工作，以免出現(xiàn)誤判。

圖13 窄瞬時(shí)帶寬的跨信道信號（以線性調(diào)頻信號為例）Fig.13 Cross channel signal with narrow instantaneous bandwidth（taking LFM signal as an example）

3 計(jì)算機(jī)仿真和分析

下面以線性調(diào)頻信號和單頻信號混合雷達(dá)信號模型為例，分析其脈內(nèi)調(diào)制特性，運(yùn)用MATLAB仿真驗(yàn)證測試平臺進(jìn)行算法流程驗(yàn)證。仿真實(shí)驗(yàn)測試選用以下兩種信號：單頻580 MHz的正弦信號，信號達(dá)到時(shí)間TOA1＝5.5μs，脈寬PW1＝5μs；中頻f0為790 MHz的LFM信號，帶寬B＝40 MHz，信號達(dá)到時(shí)間TOA2＝7.5μs，脈寬PW2＝5μs。根據(jù)信道頻段的劃分，兩個(gè)信號應(yīng)分別位于第1、2、4信道中，且LFM信號存在跨信道的問題，橫跨1、2信道。如圖14的時(shí)頻分析圖，根據(jù)上述的信號集合更新模型和跨信道判別方法測得：

1）信號1的頻率f＝580.01 MHz；信號到達(dá)時(shí)間TOA ＝5.279 4μs；脈寬PW ＝5.63μs。

2）信號2的頻率f0＝790.2 MHz；信號到達(dá)時(shí)間TOA ＝7.226 5μs；脈寬PW ＝5.59μs；帶寬B＝38.54 MHz。

最終的信號檢測結(jié)果如表1所示。從表1中可以看到，一共檢測到了2個(gè)信號，系統(tǒng)運(yùn)行時(shí)間為143μs，可應(yīng)用于偵察系統(tǒng)信號的實(shí)時(shí)檢測。

圖14 脈內(nèi)信號檢測仿真結(jié)果Fig.14 Simulation results of intra-pulse analysis

表1 檢測信號脈內(nèi)分析結(jié)果Tab.1 Intra-pulse analysis results of testing signals

4 結(jié)束語

通過仿真實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)結(jié)果可以看出，本文提出的脈沖特征提取方法不僅可完成常規(guī)脈沖特征的提取，同時(shí)對調(diào)頻斜率、初始頻率等脈內(nèi)調(diào)制細(xì)微參數(shù)能進(jìn)行高精度提取，且實(shí)現(xiàn)方法流程結(jié)構(gòu)簡單，所涉及算法簡單易行，易于在大規(guī)?？删幊唐骷袑?shí)現(xiàn)。該方法也可應(yīng)用于不同平臺偵察系統(tǒng)精測接收機(jī)，具有廣闊的應(yīng)用前景。