高科

(中國西南電子技術(shù)研究所,四川 成都 610036)

0 引 言

多徑效應(yīng)是指由于傳輸信道中存在遮擋物,使得測距信號的直達(dá)信號和散射后的復(fù)制品一起到達(dá)接收機(jī),造成原始測距信號在幅度、相位和延遲上發(fā)生變化,進(jìn)而影響測量精度。一旦多徑信號相對于直達(dá)信號的延遲在正負(fù)1個(gè)碼片之內(nèi),就會對偽距的測量帶來較大的誤差。

隨著全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)的增強(qiáng)和現(xiàn)代化程度的提高,對GNSS的定位精度提出了越來越高的要求。星歷誤差、電離層和對流層延遲誤差、衛(wèi)星鐘差等可以通過建立更加精確的模型和采用差分測量等措施進(jìn)行減小或消除,而多徑信號由于不具備空間相關(guān)性,難以通過差分方法進(jìn)行消除[1],已經(jīng)成為影響衛(wèi)星導(dǎo)航測距精度的重要誤差來源[2]。因此研究多徑抑制方法對提高導(dǎo)航定位的準(zhǔn)確性具有重要意義。

1 目前常用多徑抑制方法

多徑抑制主要有兩類方法,一類是天線抑制多徑技術(shù)[3-4],另一類是接收機(jī)處理抑制多徑技術(shù)。天線抑制多徑技術(shù)通過改進(jìn)天線結(jié)構(gòu),使得方向圖的主瓣對準(zhǔn)測距信號的來波方向,減少對多徑反射方向信號的接收。該方法通常需要已知或估計(jì)發(fā)射端的角度信息,具有一定的局限性。接收機(jī)處理抑制多徑技術(shù)可以分為參量式和非參量式兩類。

參量式是使用估計(jì)理論來估計(jì)多徑信號的參數(shù),然后根據(jù)估計(jì)參數(shù)修正接收信號,減小多徑信號的影響。最大似然估計(jì)被認(rèn)為是一種理想的多徑估計(jì)方法,MEDLL算法[5]、MMT算法[6]等都采用了最大似然估計(jì)。文獻(xiàn)[7]提出使用一組由卡爾曼濾波器控制本地碼相位的相關(guān)器對接收信號的相關(guān)峰進(jìn)行可變間距采樣,提高了多徑參數(shù)的估計(jì)精度。文獻(xiàn)[8]在偽碼解擴(kuò)前通過最大似然估計(jì)方法來估計(jì)直達(dá)信號,然后通過對多路相干積分進(jìn)行最優(yōu)組合,得到碼相位跟蹤誤差的最佳估計(jì)值。文獻(xiàn)[9]提出了一種利用相關(guān)曲線偏差分離導(dǎo)航衛(wèi)星多徑信號的方法。

參量式技術(shù)雖然對多徑的抑制效果較好,但是計(jì)算復(fù)雜度高;而非參量式旨在設(shè)計(jì)特殊的鑒別器,使之對多徑信號不敏感,由于其計(jì)算復(fù)雜度較低,得到了廣泛的應(yīng)用。如窄相關(guān)技術(shù)把延遲鎖定環(huán)路的早遲間隔由傳統(tǒng)的1個(gè)偽碼碼片縮短到小于1個(gè)偽碼碼片,同時(shí)提高了接收信號的帶寬,可以顯著地降低多徑的影響[10]。ELS技術(shù)根據(jù)存在多徑信號時(shí)接收機(jī)中頻信號與本地信號的相關(guān)函數(shù)兩側(cè)斜率不相等的現(xiàn)象,通過兩組早遲相關(guān)器獲得相關(guān)函數(shù)兩側(cè)的斜率,并計(jì)算出其交點(diǎn),將交點(diǎn)所對應(yīng)的橫坐標(biāo)作為多徑誤差的估計(jì),返回給偽距計(jì)算以糾正該誤差。文獻(xiàn)[11]結(jié)合ELS技術(shù)和 BOC信號旁瓣消除技術(shù)設(shè)計(jì)了一種適合 BOC(m,n)的多徑抑制技術(shù)。文獻(xiàn)[12]中的Strobe相關(guān)器將本地信號經(jīng)過特殊裁剪,使得接收機(jī)中頻信號與本地信號的相關(guān)函數(shù)變窄,以構(gòu)造對多徑信號不敏感的鑒別器曲線。由于早遲間隔減小到一定程度后,碼跟蹤環(huán)路的抗多徑性能提升效果受限[13],文獻(xiàn)[14]提出了多門延遲方法來解決多徑干擾問題。MGD采用多對早遲相關(guān)器構(gòu)成鑒別器,其中相關(guān)器的對數(shù)、相關(guān)器的間隔和相關(guān)器的權(quán)重系數(shù)一般情況下可按照某種標(biāo)準(zhǔn)來優(yōu)化選擇。

2 多門延遲和曲線擬合方法

2.1 多徑信號模型

接收機(jī)接收的信號由直射信號和多徑信號組成,多徑信號比直射信號存在延時(shí)、相移和衰落。存在多徑時(shí),接收信號r(t)的模型為

(1)

(2)

(3)

式中:R(τ)為導(dǎo)航信號的自相關(guān)函數(shù); Δ為早遲門間隔。實(shí)現(xiàn)過程中相關(guān)輸出分為同相和正交分量,不同的鑒別器結(jié)構(gòu)可以獲得不同的鑒別器輸出。

圖1中黑色圓圈線表示接收信號中的直射信號與本地偽碼的相關(guān)函數(shù),黑色星星線表示接收信號中的同相多徑信號(延遲0.5個(gè)碼片(chip),幅度衰減3 dB)與本地偽碼的相關(guān)函數(shù),黑色三角線表示接收到的混合信號與本地偽碼的相關(guān)函數(shù)。E表示早遲碼環(huán)鑒別器的早門,L表示遲門,EL間隔為1個(gè)碼片,P表示早遲門鑒別器對準(zhǔn)的偽碼位置,Pm表示接收機(jī)直射信號的偽碼位置。

圖2與圖1的說明一致,只是表示反相多徑信號的情況。

2.2 多門延遲

從圖1和圖2可以看出,接收信號無論是存在同相多徑還是反相多徑,早遲鑒別器對準(zhǔn)的偽碼位置都與直射信號的偽碼位置有偏差。但是直射信號的偽碼位置與相關(guān)函數(shù)的峰值是一致的,因此可以通過相關(guān)函數(shù)峰值的位置來確定直射信號的偽碼位置。

以碼環(huán)鑒別器對準(zhǔn)的P點(diǎn)為中心,增加本地相關(guān)器的個(gè)數(shù),相關(guān)器的間隔為1個(gè)或多個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘,相關(guān)器的覆蓋范圍為正負(fù)1個(gè)碼片。接收信號與所有的本地相關(guān)器進(jìn)行運(yùn)算,將所有相關(guān)器的輸出值進(jìn)行比較,找出最大相關(guān)值對應(yīng)的偽碼位置,即為直射信號的偽碼位置Pm.計(jì)算Pm與P點(diǎn)的碼位置偏差CorM(chip),即為偽距補(bǔ)償值?？拷麰路的定義為負(fù)值,靠近L路的定義為正值。

多門延遲方法可以將偽距補(bǔ)償?shù)木忍嵘?個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘。

2.3 曲線擬合

另外,實(shí)際中,接收信號因受前端帶寬的影響,與本地偽碼的相關(guān)函數(shù)的頂部會變圓,類似于拋物線的頂部。因此,為了進(jìn)一步提升多門延遲方法的精度,并考慮到相關(guān)函數(shù)受前端帶寬的影響,在多門延遲得到的Pm的基礎(chǔ)上,進(jìn)一步對相關(guān)函數(shù)進(jìn)行曲線擬合,得到更準(zhǔn)確的碼位置。

考慮到復(fù)雜度問題,此處的曲線擬合采用二次拋物線擬合。由于相關(guān)函數(shù)峰值附近的點(diǎn)對估計(jì)起到?jīng)Q定性的作用[15],因此選取Pm為二次拋物線估計(jì)的坐標(biāo)原點(diǎn)。

具體方法為:以Pm為坐標(biāo)原點(diǎn),取Pm以及左右各2個(gè)相關(guān)器的相關(guān)函數(shù)值(共5個(gè)點(diǎn))進(jìn)行二次拋物線擬和,相關(guān)函數(shù)值從早到遲依次可以表示為:y1、y2、y3、y4、y5。

二次拋物線表達(dá)式為:y=ax2+bx+c。假定相關(guān)器的間隔為1/16碼片,則方程組可表示為

(4)

可得拋物線的參數(shù):

a= 18.285×(2×y1-y2-2×y3-

y4+2×y5),

b=-1.6×(2×y1+y2-y4-2×y5),

根據(jù)-b/(2a)計(jì)算出拋物線頂點(diǎn)Pc距離Pm的偏差CorC為

CorC=0.04375×

(5)

因此,最終的偽距補(bǔ)償值Cor為兩部分偏差之和,即,Cor=CorM+CorC.

2.4 開環(huán)補(bǔ)償

本方法不改變接收機(jī)跟蹤環(huán)路中碼環(huán)鑒別器的早遲間隔,只是通過多門延遲和曲線擬合找出直射路徑的偽碼位置和碼環(huán)鑒別器P路之間的偏差,將其作為偽距測量的誤差值補(bǔ)償給偽距計(jì)算。

3 仿真實(shí)驗(yàn)

為了仿真此方法的性能,本節(jié)對比了三種環(huán)路鑒別方法的同相多徑和反相多徑的誤差包絡(luò)值,這三種方法分別是早遲(EL)間隔1 chip的常規(guī)環(huán)路鑒別器、早遲間隔0.5 chip的窄相關(guān)鑒別器以及利用多門延遲和曲線擬合對偽碼位置進(jìn)行補(bǔ)償?shù)男路椒ā⑴c測試的是GPS導(dǎo)航系統(tǒng)的1號衛(wèi)星,在接收信號直射路徑上分別加上幅度衰減3 dB的0°同相多徑信號和180°反相多徑信號,接收信號經(jīng)過帶寬為2 MHz的射頻前端處理和濾波后,與本地中頻信號進(jìn)行相關(guān),并進(jìn)入環(huán)路濾波器進(jìn)行相位和頻率以及偽碼位置的鎖定。多徑時(shí)延的測試范圍為0～1.5 chip,系統(tǒng)時(shí)鐘頻率為16.368 MHz,中頻頻點(diǎn)為4.092 MHz.性能測試結(jié)果如圖3所示。

圖中圓圈和正方形圖標(biāo)分別表示早遲間隔為1 chip的鑒別器的同相和反相多徑誤差的包絡(luò)線,加號和乘號圖標(biāo)分別表示早遲間隔為0.5 chip的鑒別器的同相和反相多徑誤差的包絡(luò)線,星星和菱形圖標(biāo)分別表示在早遲間隔為0.5 chip鑒別器的基礎(chǔ)上加上偽碼位置補(bǔ)償后的同相和反相多徑誤差的包絡(luò)線。

從圖中可以看出,早遲間隔變小后,可以降低一部分偽碼誤差,但仍然有較大的殘留,且對短多徑的效果有限。進(jìn)一步使用多門延遲和曲線擬合補(bǔ)償后的偽碼誤差大大降低,且對短、中、長多徑都有較好的抑制效果。

4 結(jié)束語

本文詳細(xì)描述了一種基于多門延遲和曲線擬合的多徑抑制方法,包括抑制原理、實(shí)現(xiàn)方法和仿真性能。計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果表明,此多徑抑制算法對短、中、長多徑都可以達(dá)到很好的抑制性能。且此方法對前端帶寬不敏感,可以在較窄的前端帶寬下取得良好的多徑抑制效果。由于是開環(huán)補(bǔ)償,沒有改變正常的環(huán)路跟蹤參數(shù),因此環(huán)路的抗動(dòng)態(tài)性能可以得到很好的保持。

另外,在具體的工程實(shí)現(xiàn)中,為了節(jié)約資源,可以將多門延遲增加的碼相關(guān)器的覆蓋范圍降低。考慮到碼環(huán)鑒別器的跟蹤誤差和曲線擬合需要的范圍,可以將正負(fù)1 chip減小至正負(fù)0.5 chip.