姜婷婷 劉曉東

（1.銅陵學院，安徽 銅陵 244061；2.安徽工業(yè)大學，安徽 馬鞍山 243002）

一、引言

開關電源并聯均流技術利用多模塊共同分擔負載功率，每個模塊只需提供功率的1/N，從而減小了功率器件的承受的熱應力和電氣應力，提高了系統(tǒng)可靠性，并能縮短開發(fā)周期和降低生產成本[1]。移相全橋變換器因其顯著特點，目前已經在中大功率場合得到了廣泛的應用[2][3]。

對于移相全橋變換器并聯均流系統(tǒng)，模擬控制方面李旭東等人[4]采用專用的芯片UC3875來實現移相，雖高效可靠，但控制精度不夠；數字控制方面曾敏等人[5]采用CAN總線通訊的自動選主主從均流法，但CAN總線仍存在不可預測性出錯和信道出錯等漏洞。而本文選用32位單片機STM32F207[6]，此控制器具有2個DMA控制器，提供存儲器和存儲器之間或外設和存儲器之間的高速數據傳輸。通過DMA實現數據快速傳輸，無需CPU的干預，這就節(jié)省了CPU的資源，可減小數據采樣對控制算法程序執(zhí)行時間的占用，有效改善均流數據獲得和處理的實時性，提高均流控制精度。

因此本文提出了一種適用于數字均流控制的快速采樣方法，適用于用單個控制器同時實現2個或以上電源模塊并聯均流控制。最后利用計數延時法[7]進行了雙移相全橋變換器平均電流三環(huán)控制法[8]均流實驗，實驗結果說明此方法實現均流是可行的，且操作方便高效，均流誤差達到要求。

二、數字均流原理及其分析

基于計數延時法的雙模塊 (移相全橋變換器)數字均流控制電路結構由主電路，驅動電路，信號調理電路及數字控制電路四部分組成，如圖1所示。主電路為全橋變換器基本拓撲，其中模塊1超前橋臂為Q1和Q3，滯后橋臂為Q2和Q4，模塊2四個橋臂分別為Q5、Q6、Q7和Q8，Q1和Q3分別超前Q4和Q2一個相位，即移相角θ(0?！?80。)，通過調節(jié)各模塊移相角來調節(jié)對應模塊輸出電流和電壓值。另外，為防止每個橋臂的上下開關管直通，上下開關管180。互補導通時需插入死區(qū)時間[9]。

信號調理電路負責將電路的電壓和電流檢測量采樣處理后輸入數字控制器。因STM32F207的DMA控制器，每個DMA控制器各有7個通道，每個通道專門用來管理來自于一個或多個外設對存儲器訪問的請求，各個請求的優(yōu)先級可以通過軟件編程設置，且可編程的數據傳輸數目最大為65536。則2個移相全橋變換器輸入端和輸出端并聯在一起，需對輸出電壓Vo，Vo輸出電流Io1和Io2隔離采樣后送入控制器的輸入引腳進行模數轉換(ADC)，采樣后的數據通過DMA控制器直接從外設ADC傳輸到存儲器，可實現數據的快速傳輸。

圖1 數字均流并聯移相全橋變換器控制系統(tǒng)結構框圖

每個電源模塊都有相應的控制部分，均流控制策略采用平均電流法三環(huán)控制，其中均流環(huán)和電壓環(huán)調節(jié)的同時也會使得輸出電流的穩(wěn)態(tài)精度有所下降，需設置均流環(huán)和電壓環(huán)動態(tài)調節(jié)的范圍，使均流環(huán)與電壓環(huán)誤差之和保持在容許范圍內[10]，三環(huán)補償均采用傳統(tǒng)位置式PID控制算法，最終PID調節(jié)輸出進行限幅，以免PID調節(jié)輸出的值過大，對系統(tǒng)造成危害，最后電流環(huán)輸出后的值經過移相PWM控制環(huán)節(jié)，但給定的值需限定在移相角計數值數量級上，另外通過配置控制器主從定時器，設置計數延時時間(決定移相角大小)，但具體值需要進行調整，以保證移相角在0。到180。范圍內，可在線調整，最后利用計數延時法來調整各個模塊θ大小來調節(jié)各個模塊輸出電流，完成均流控制。

三、移相PWM波產生

(一)主電路驅動信號設計

STM32F207控制器實現雙移相全橋變換器均流控制時，需用到6個定時器，分別為2個高級定時器1和8(TIM1和TIM8)和4個通用定時器，采用兩種移相角產生方案[7]，其中模塊1采用高級定時器，模塊2結合采用了高級和通用定時器。

模塊1的四路PWM波產生中，TIM1為主定時器，TIM8為從定時器，TIM1通道2(TIM1_CH2)為移相角產生通道，寫入通道TIM1_CCR2的值CCR1_Val決定模塊1移相角大小。模塊2的四路PWM波產生中，超前臂的控制信號與模塊1來源相同，都是由TIM1通道1產生，只不過寫入TIM1_CCR2的值定義變量CCR1_Val1表示。對于滯后臂Q4，TIM4通道1作為滯后臂的下橋臂PWM輸出，選用TIM3作為TIM4的主定時器，寫入TIM3_CCR2的值CCR1_Val2決定模塊2移相角大小，而對于另一路與之互補輸出PWM波的產生，配置TIM2為主定時器，TIM5為從定時器，且寫入TIM2_CCR2的移相角設定值需比CCR1_Val2大半個開關周期值(1/2(Period-1))(其中Period為周期值)，以實現滯后臂Q4與Q2的互補。

(二)移相角參數調整以及數字移相精度

表1 移相角計數值調整結果

因移相角為0°～180°，如表1，選取單模塊工作時的移相角計數值調整結果，計算對應的數字延遲量為(475.44-45.54)≈430，則移相精度為：

即計數器計數每增加或減小1，則移相角改變0.42°。而此時最小移相占空比Dmin為：

可實現較高均流精度。

四、信號采樣和軟件實現

數字采樣不可能達到實時采樣的效果[11]，即使加大采樣頻率，采樣數據的讀取必然以犧牲時鐘周期數為代價，故對于需要實時采樣均流信息且需同時處理兩個模塊均流控制的PID控制算法數據，需要實現快速采樣，如整個程序流程圖如圖2所示，含有AD采樣、DMA傳輸的初始化程序，同時定時器初始化程序里具有兩個模塊的各四個驅動信號的配置，此程序還包括與移相角產生有關的主從定時器的配置。而整個均流控制算法的實現是在AD中斷中完成，進行移相角的更新實現均流控制，如圖3所示。

(一)ADC和DMA配置

圖2 主程序流程圖

圖3 AD中斷程序流程圖

AD轉換和DMA初始化配置需要綜合考慮，兩者密不可分，課題中有3路采樣信號，分別是系統(tǒng)輸出電壓，兩模塊輸出電流，采用3通道順序采樣。使能ADC3轉換，配置ADC3工作在掃描連續(xù)模式，設定要轉換的ADC3通道數目以及采樣先后順序，課題中設置采樣順序為Vo、Io1和Io2，對應的采樣與處理后的值如圖3所示。定義二維數組ADC3ConvertedValue[N][M]存儲AD采樣值，其中N為采樣次數，M為采樣通道數，對應數字濾波后的值存儲在一維數組After_filter[M]中，而數模轉化后的值存儲在數組ADC3ConvertedVoltage[M]中，用于后續(xù)PID控制處理。

本課題中DMA時鐘來自AHB總線，達到CPU運行頻率120MHz。DMA選擇外設ADC到存儲器的數據傳輸，選擇DMA2通道2(MA_Channel_2)，傳輸數據量由采樣通道數和每個通道采樣次數之積M*N決定，此值通過DMA_CCRx寄存器中的PSIZE和MSIZE位設置，且為了配合ADC的掃描模式，DMA工作在循環(huán)緩存模式，此模式下，當1組通道傳輸結束后將從第1個通道開始繼續(xù)傳輸，亦稱為DMA“乒乓”模式。最后要設置外設和存儲器的增量模式，我們將ADC設置為非增量模式，即從固定外設地址取值，即告訴DMA從一個固定的地方取數，在用戶手冊中可查找到ADC3起始地址(ADC3_DR_ADDRESS)為 0x4001224C；而存儲器設置為增量模式，即傳輸一個數據之后，內存指針自增，下一個數據自動傳輸到指針所指內存空間，避免丟失已經存儲在ADC_DR寄存器中的數據。

ADC轉換的頻率由總轉換時間來衡量，總轉換時間計算公式：

其中ADC采樣時間最短為3個時鐘周期，若采樣時間為3時，則對應的轉換時間為：

由式4得出總轉換時間是 0.25μs，采樣頻率為4MHz，即最大采樣頻率為為4MHz，課題中設置采樣時間為 15，則

采樣頻率達到2.2MHz，且兩個轉換之間也有間隔時間，分別為5～20個時鐘周期，可由用戶選擇，兩個數據轉換之間最短時間為5個時鐘周期，故第一個數據采樣頻率為0.45μs，則第二個數據采樣頻率約為0.53μs，以此看出采用DMA快速傳輸可大大加快采樣頻率，滿足工程需求。

(二)ADC中斷程序

ADC中斷程序首先實現對2路電流和輸出電壓的采樣，然后進行數字濾波和平均電流值的計算，再將經過三環(huán)均流控制算法計算出的移相角賦值給CCR1_Val1和CCR1_Val2，其中 rout1、rout2分別為模塊1、2經過各自三環(huán)PID控制后的值，為了避免三環(huán)PID調節(jié)輸出的值過大，對系統(tǒng)造成危害，最后電流環(huán)輸出后的值再經過一個比例環(huán)節(jié)，將其值限定在移相角計數值數量級上，此值取為0.000025。需要在AD中斷函數中添加移相角配置和三環(huán)（電流環(huán)，電壓環(huán)和均流環(huán)）PID控制程序，通過主程序檢測更新，若檢測到寫入通道的值發(fā)生改變，則 TIM1_CCR2，TIM3_CCR2，TIM2_CCR2將被更新，可實時改變移相角CCR1_Val1和CCR1_Val2的大小，使兩模塊的電流值達到平均電流值。

五、實驗結果

為了驗證文章上述設計，搭建了基于STM32F207的實驗平臺如圖5所示，移相全橋變換器樣機技術指標：輸入電壓600V，最大輸出電壓500V，輸出功率4 kW，工作頻率20kHz。樣機由兩個相同功率級相同的DC/DC變換器組成。而輸出電壓波形經過分壓電阻后的信號，而輸出電流波形是經過霍爾傳感器轉換后的信號。其中，輸出電壓100V對應采樣電壓為500mV，而輸出電流1A對應采樣電壓為330mV。

表2是系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)實驗結果，表2分別記錄了負載在25%到100%之間變化時，兩個電源模塊開環(huán)控制和采用均流控制時的穩(wěn)態(tài)輸出電流，計算并給出了不同電流值對應的CSerr。由表2所示，未采用均流控制前，隨著負載的減小，模塊輸出電流差異越來越大，不符合并聯均流設計要求；采用均流控制后，在不同的負載情況下，兩個模塊基本分擔電流，達到均流控制的目的。圖4(a)、(b)為輸出電壓500V，輸出電流分別為8A和16A時并聯模塊輸出穩(wěn)態(tài)波形。從圖中可看出并聯模塊輸出電流幾乎平均分配總輸出電流，CSerr小于4%。

表2 穩(wěn)態(tài)實驗數據

圖4 并聯系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形

圖5 負載跳變波形圖(8A突升至12A)

圖6 動態(tài)切換波形圖（總負載電流為8A）

圖5為兩個模塊突加負載時的實驗波形，可看出跳變前后電流值都均等，圖6為動態(tài)切換實驗波形，分為投入并聯和退出并聯兩種情況，并聯系統(tǒng)在突然投入或切除某一模塊時仍可以保持穩(wěn)定工作，各模塊輸出電流值均在正常范圍內，且無明顯過沖?？梢姂么丝焖俨蓸臃▽崿F移相全橋變換器平均電流三環(huán)控制均流可行，均流效果良好，且具有很強的熱插拔。

六、結論

提出了一種基于DMA數據傳輸的快速采樣法，利用計數延時法實現了2個移相全橋變換器的并聯均流控制。利用控制器內部DMA控制器與ADC結合的快速采樣法，在數據收集和處理的實時性上更具優(yōu)勢，雙模塊樣機實驗得出有無均流控制的兩組實驗數據，通過對比得出采用此快速采樣法來實現均流是可行的，同時給出均流穩(wěn)態(tài)和動態(tài)實驗波形，從中看出可以很好地完成電源模塊的并聯均流控制，在簡化移相全橋變換器數字均流控制方面具有參考價值。