黃 健，羅全明，何青青，周雒維

（重慶大學(xué)電氣工程學(xué)院，重慶400044）

LED（light emitting diode）作為一種綠色節(jié)能照明光源，已經(jīng)在照明領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用[1-4]。在多彩LED環(huán)境照明、RGB混色LED照明、LED投影等應(yīng)用場合，不同顏色的LED串要求相應(yīng)的LED驅(qū)動電源能實現(xiàn)多路恒流輸出，并且能對各路輸出電流進行獨立控制[5-6]。

實現(xiàn)各路電流獨立控制最直接的方法是為各LED串配置一個獨立的電流調(diào)節(jié)器，通過各電流調(diào)節(jié)器來獨立控制每一路輸出電流，但這種方法會增加驅(qū)動電源成本，降低功率密度[7-9]。為此，單電感多路輸出LED驅(qū)動電源方案得到了較多關(guān)注，該方案為每路輸出單元串聯(lián)一個開關(guān)管后再并聯(lián)于電感一端，當開關(guān)管導(dǎo)通時，該路輸出電流就是電感電流，通過開關(guān)分時循環(huán)控制來獨立調(diào)節(jié)每路輸出電流的大小[6，10-12]。然而，在交流輸入場合，前級還需加入功率因數(shù)校正單元來實現(xiàn)功率因數(shù)校正，實際是一種兩級驅(qū)動方案[13-14]。為進一步簡化電路結(jié)構(gòu)、降低成本、提高功率密度，文獻[15]提出了一種單級單電感多路輸出LED驅(qū)動電源，工作于電感電流斷續(xù)模式的Buck變換器自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，同樣通過分時循環(huán)控制各開關(guān)實現(xiàn)各路輸出電流的獨立控制。上述單電感多路輸出LED驅(qū)動電源由于采用分時循環(huán)控制，需保證在任一時刻有且僅有1個開關(guān)管導(dǎo)通，對開關(guān)時序有嚴格要求，導(dǎo)致控制電路復(fù)雜?？梢钥闯觯瑢崿F(xiàn)多路輸出電流獨立控制的關(guān)鍵在于保證各路輸出單元具有可控性，即通過加入開關(guān)管，調(diào)節(jié)各開關(guān)管的工作占空比，使流過各路輸出單元的電流不相等。上述單電感多路輸出結(jié)構(gòu)可視為一種并聯(lián)型方案，開關(guān)管均串聯(lián)于輸出單元回路中，若某一路輸出單元不流過電流，則對應(yīng)的開關(guān)管一定是關(guān)斷的；根據(jù)對偶原理，從理論上說，串聯(lián)型方案也能實現(xiàn)相同的控制目標，即開關(guān)管并聯(lián)于輸出單元回路兩端，若某一路輸出單元不流過電流，則對應(yīng)的開關(guān)管一定是導(dǎo)通的，從而將該路輸出單元短路。因此，在串聯(lián)型方案中，需要前級電路為串聯(lián)連接的各輸出單元提供相同的輸入電流，通過開關(guān)管的通斷控制，實現(xiàn)多路輸出電流的獨立控制。

文獻[16]提出了一種帶倍壓整流結(jié)構(gòu)的單級隔離型LED驅(qū)動電源，采用倍壓整流結(jié)構(gòu)可大幅降低隔離變壓器的體積，從而提高功率密度。根據(jù)上述串聯(lián)型方案，若將原倍壓整流結(jié)構(gòu)中的2只二極管及輸出濾波電容看作1個無源輸出單元POU（passive output unit），再串聯(lián)N-1個由開關(guān)管、二極管、輸出濾波電容組成的有源輸出單元AOU（active output unit），即可構(gòu)成單級串聯(lián)型N路輸出電流獨立控制LED驅(qū)動電源。電感電流斷續(xù)工作模式保證自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，變壓器實現(xiàn)輸入輸出之間的電氣隔離；原邊開關(guān)管關(guān)斷后的副邊電流作為各路輸出單元的輸入電流，根據(jù)各路輸出電流大小的不同要求，對原邊開關(guān)管及各有源輸出單元中開關(guān)管的工作占空比進行調(diào)節(jié)，使得每一路的導(dǎo)通時間均不相等，即可實現(xiàn)N路輸出電流的獨立控制；其中，無源輸出單元對應(yīng)的輸出電流最大，其余N-1個有源輸出單元對應(yīng)的輸出電流可根據(jù)需要在最大輸出電流值以下的范圍內(nèi)進行獨立調(diào)節(jié)。

本文主要以3路輸出電流獨立控制為例，首先詳細分析了驅(qū)動電源的工作原理及其閉環(huán)系統(tǒng)控制方法，最后搭建了一臺總輸出功率為120 W的實驗樣機，通過詳細的實驗結(jié)果驗證了理論分析的正確性，并給出了相關(guān)結(jié)論。

圖1 本文提出的單級串聯(lián)型N路輸出電流獨立控制LED驅(qū)動電源Fig.1 Proposed single-stage series-type LED driver with independent control of N-channel output currents

1 工作原理

本文提出的單級串聯(lián)型N路輸出電流獨立控制LED驅(qū)動電源拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示，其中N-1路有源輸出單元與一個無源輸出單元構(gòu)成N路輸出串聯(lián)結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)N路輸出電流的獨立調(diào)節(jié)。當N=3時，該LED驅(qū)動電路的等效電路如圖2所示。

圖2中，交流輸入電壓源vin、LC低通濾波器以及二極管整流橋用電壓源Vrec串聯(lián)二極管Drec來替代，隔離變壓器T等效為匝數(shù)比為n的理想變壓器與激磁電感Lm并聯(lián)后再與漏感Lr串聯(lián)；原邊開關(guān)Sw、二極管Ddc、電感LB、儲能電容Cdc構(gòu)成Buck-Boost PFC單元，用于功率因數(shù)校正；儲能電容Cdc、原邊開關(guān)Sw、二極管Dr、隔離變壓器T、隔直電容Cb以及3個輸出單元構(gòu)成3路輸出串聯(lián)型DC/DC變換單元，其中原邊開關(guān)Sw復(fù)用，電容Crec用于回收隔離變壓器的漏感能量；二極管D3和Do3、輸出濾波電容Co3構(gòu)成POU，而其余2個AOU則由對應(yīng)的開關(guān)管、二極管和輸出濾波電容構(gòu)成。第3路輸出電流通過調(diào)節(jié)Sw的占空比實現(xiàn)恒流，其余兩路輸出電流分別通過調(diào)節(jié)各自輸出單元中的開關(guān)占空比實現(xiàn)恒流。

圖2 3路輸出LED驅(qū)動電源等效電路Fig.2 Equivalent circuit of the LED driver with 3-channel outputs

當PFC單元及3路輸出串聯(lián)型DC/DC變換單元均工作于電感電流斷續(xù)模式時，在1個開關(guān)周期Ts內(nèi)共包含9個開關(guān)模態(tài)，主要工作波形及各開關(guān)模態(tài)的等效電路分別如圖3和圖4所示，圖中Qw、Q2、Q1分別表示開關(guān) Sw、So2、So1的驅(qū)動信號。

圖3 主要工作波形Fig.3 Main operating waveforms

開關(guān)模態(tài) 1[t0～t1]：圖4（a）所示，開關(guān) Sw導(dǎo)通，So1、So2關(guān)斷，二極管 Dr、D1、D2、D3導(dǎo)通，Ddc、Do1、Do2、Do3關(guān)斷。電感電流iLB從0開始線性上升，儲能電容Cdc放電；由于激磁電感被電壓nVCb鉗位，激磁電感電流iLm和漏感電流iLr也線性上升，但iLr上升更快，隔直電容 Cb充電，而輸出濾波電容Co1、Co2、Co3放電為各路LED供電。在t1時刻，開關(guān)So1、So2零電壓開通，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 2[t1～t2]：圖4（b）所示，開關(guān)Sw、So1、So2導(dǎo)通，二極管Dr、D3導(dǎo)通，Ddc、D1、D2、Do1、Do2、Do3關(guān)斷。iLB、iLm和iLr仍線性上升，Cdc放電，Cb充電，Co1、Co2、Co3繼續(xù)放電為各路LED供電。在t2時刻，Sw關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 3[t2～t3]：圖4（c）所示，開關(guān) Sw關(guān)斷，So1、So2導(dǎo)通，二極管Dr、Ddc、D3導(dǎo)通，D1、D2、Do1、Do2、Do3關(guān)斷。iLB開始線性下降，Cdc開始充電；激磁電感仍被電壓nVCb鉗位，iLm仍線性上升，而iLr開始迅速下降，但由于 iLr仍比iLm大，Cb繼續(xù)充電，Co1、Co2、Co3繼續(xù)放電為各路LED供電。在t3時刻，iLr與iLm相等，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 4[t3～t4]：圖4（d）所示，開關(guān) Sw關(guān)斷，So1、So2導(dǎo)通，二極管 Dr、Ddc、Do3導(dǎo)通，D1、D2、D3、Do1、Do2關(guān)斷。iLB繼續(xù)線性下降，Cdc繼續(xù)充電；此時激磁電感被電壓 n（VCb-Vo3）鉗位，iLm繼續(xù)線性上升，但上升速度較前一開關(guān)模態(tài)低；iLr也繼續(xù)迅速下降，此時 iLr小于 iLm，Cb開始放電，Co1、Co2繼續(xù)放電為第1路和第2路LED供電。在t4時刻，iLr下降為0，Dr零電流關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 5[t4～t5]：圖4（e）所示，開關(guān) Sw關(guān)斷，So1、So2導(dǎo)通，二極管 Ddc、Do3導(dǎo)通，Dr、D1、D2、D3、Do1、Do2關(guān)斷。iLB繼續(xù)線性下降，Cdc繼續(xù)充電；激磁電感仍被電壓 n（VCb-Vo3）鉗位，iLm繼續(xù)線性上升，上升速度與前一開關(guān)模態(tài)相同；Cb繼續(xù)放電，Co1、Co2繼續(xù)放電為第1路和第2路LED供電。在t5時刻，So2關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 6[t5～t6]：圖4（f）所示，開關(guān) Sw、So2關(guān)斷，So1導(dǎo)通，二極管 Ddc、Do2、Do3導(dǎo)通，Dr、D1、D2、D3、Do1關(guān)斷。iLB繼續(xù)線性下降，Cdc繼續(xù)充電；此時激磁電感被電壓n（VCb-Vo2-Vo3）鉗位，iLm開始線性下降，Cb繼續(xù)放電，Co1繼續(xù)放電為第一路LED供電。在t6時刻，So1關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 7[t6～t7]：圖4（g）所示，開關(guān) Sw、So1、So2關(guān)斷，二極管 Ddc、Do1、Do2、Do3導(dǎo)通，Dr、D1、D2、D3關(guān)斷。iLB繼續(xù)線性下降，Cdc繼續(xù)充電；激磁電感仍被電壓n（VCb-Vo1-Vo2-Vo3）鉗位，iLm繼續(xù)線性下降，但下降速度較前一開關(guān)模態(tài)高；Cb繼續(xù)放電為三路LED供電。在t7時刻，iLB下降為0，Ddc零電流關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 8[t7～t8]：圖4（h）所示，開關(guān) Sw、So1、So2關(guān)斷，二極管 Do1、Do2、Do3導(dǎo)通，Ddc、Dr、D1、D2、D3關(guān)斷。iLB已經(jīng)為0，iLm繼續(xù)線性下降，Cb繼續(xù)放電為3路LED 供電。在 t8時刻，iLm下降到 0，Do1、Do2、Do3零電流關(guān)斷，進入下一開關(guān)模態(tài)。

開關(guān)模態(tài) 9[t8～t9]：圖4（i）所示，開關(guān) Sw、So1、So2關(guān)斷，二極管 Ddc、Dr、D1、D2、Do1、Do2、Do3均關(guān)斷。iLB、iLr、iLm均已經(jīng)為 0，Co1、Co2、Co3放 電為各路 LED 供電。在t9時刻，原邊開關(guān)Sw零電流開通，進入下一個開關(guān)周期。

圖4 各開關(guān)模態(tài)等效電路Fig.4 Equivalent circuit for each switching mode

2 閉環(huán)控制策略

根據(jù)上述工作原理分析，得到3路輸出電流獨立控制驅(qū)動電源的閉環(huán)控制原理框圖，如圖5所示。由于3路輸出單元串聯(lián)，在原邊開關(guān)Sw關(guān)斷期間，3路輸出單元的輸入電流相等，即為流過隔直電容Cb的電流，而3路輸出電流分別與流過二極管 Do1、Do2、Do3的電流平均值相等；因此，第 3路無源輸出單元對應(yīng)的輸出電流最大，調(diào)節(jié)So2、So1的占空比可使二極管Do2、Do1在1個開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時間比Do3短，即可實現(xiàn)第2路和第1路輸出電流在第3路最大電流值以下范圍內(nèi)進行獨立調(diào)節(jié)。由于各路輸出單元可以同時流過電流，因此無需對各開關(guān)管進行分時循環(huán)控制，控制方法比較簡單。

可以看出，第3路輸出電流通過調(diào)節(jié)原邊開關(guān)Sw的占空比實現(xiàn)恒流，而另外兩路輸出電流分別通過調(diào)節(jié)開關(guān)So2、So1的占空比實現(xiàn)恒流。這里設(shè)定第3路輸出電流最大，第2路輸出電流次之，第1路輸出電流最??；因此，采用3個電流傳感器分別檢測3路輸出電流，與對應(yīng)的輸出電流參考值Iref3、Iref2、Iref1（Iref3＞Iref2＞Iref1）作差后，通過各自的控制電路，分別調(diào)節(jié)開關(guān)Sw、So2、So1的占空比，從而實現(xiàn)3路輸出電流的獨立控制。

由于原邊開關(guān)Sw的占空比Dw越大，第3路輸出電流越大，而So2、So1占空比Do2、Do1越大，第2路、第1路的輸出電流越小。因此，在控制電路3中，調(diào)制信號Vc3接比較器的同相端，載波信號接比較器的反相端，Vc3越大，Dw越大；在控制電路2和控制電路1中，調(diào)制信號Vc2、Vc1接比較器的反相端，載波信號接比較器的同相端，Vc2、Vc1越大，占空比 Do2、Do1越小。

圖5 三路輸出LED驅(qū)動電源系統(tǒng)閉環(huán)控制原理框圖Fig.5 Block diagram of the closed-loop control of LED driver system with 3-channel outputs

3 實驗研究

實驗樣機額定的輸入電壓有效值為220±10%，設(shè)定第1路至第3路額定輸出電流分別為500、700、1 000 mA；總額定輸出功率為120 W，3路輸出功率相等，即每一路輸出功率各等于40 W；開關(guān)頻率為100 kHz。實驗樣機的主電路參數(shù)與開關(guān)器件選型結(jié)果如表1所示。

表1 實驗樣機主電路參數(shù)與開關(guān)器件選型Tab.1 Main circuit parameters and selected switching devices of the experimental prototype

圖6為額定輸入輸出條件下的穩(wěn)態(tài)實驗波形，圖6（a）所示為交流輸入電壓vin、輸入電流iin和儲能電容電壓Vdc的實驗波形，可以看出，輸入電壓和輸入電流基本同頻同相，功率因數(shù)很高，實測功率因數(shù)達到0.998以上；儲能電容電壓呈現(xiàn)2倍工頻波動，其平均值為149 V，且2倍工頻紋波電壓很小。圖6（b）所示為交流輸入電壓vin和3路輸出電流Io1～Io3的實驗波形，可以看出，第1路輸出電流平均值為496 mA，第2路輸出電流平均值為698 mA，第3路輸出電流平均值為1 000 mA，達到前述額定輸出要求，實現(xiàn)了3路輸出電流的獨立控制。圖6（c）所示為原邊開關(guān)Sw的漏源電壓vSw和電流iSw、二極管Ddc的電流iDdc以及電感電流iLB的實驗波形，可以看出，在額定輸入電壓條件下，原邊開關(guān)Sw的最大電壓應(yīng)力未超過500 V；電感電流的上升段和下降段分別對應(yīng)原邊開關(guān)Sw和二極管Ddc的導(dǎo)通過程，且電感工作于電流斷續(xù)工作模式。圖6（d）所示為隔離變壓器副邊電壓vsec和副邊電流isec的實驗波形，從副邊電流波形可以看出，一個開關(guān)周期內(nèi)電流變化率的3個轉(zhuǎn)折點分別對應(yīng)于開關(guān)Sw、So2、So1的關(guān)斷時刻，且工作于電流斷續(xù)模式，保證Do1、Do2、Do3能實現(xiàn)零電流關(guān)斷，與前述理論分析過程一致。

圖7為不同輸入電壓條件下原邊開關(guān)Sw的漏源電壓vSw、電感電流iLB和副邊電流isec的實驗波形?？梢钥闯觯谌斎腚妷悍秶鷥?nèi)，原邊開關(guān)Sw的最大電壓應(yīng)力從424 V升高到498 V，但均未超過500 V；同時，電感LB和高頻變壓器激磁電感Lm均工作于電流斷續(xù)工作模式，且隨著輸入電壓有效值的升高，iLB和isec斷續(xù)區(qū)間所持續(xù)的時間也在增長；由于輸入電壓幅值的變化較儲能電容電壓平均值的變化更明顯，因此電感電流斷續(xù)區(qū)間的變化程度較副邊電流也更為明顯，即前者從1.62 μs變化到 2.72 μs，后者從 1.12 μs變化到 1.48 μs，這也驗證了前述理論分析的正確性和實驗參數(shù)的合理性。

圖8為不同輸入電壓條件下，交流輸入電壓vin和儲能電容電壓Vdc的實驗波形?？梢钥闯?，在全輸入電壓范圍內(nèi)，儲能電容電壓Vdc的平均值均未超過158 V，其2倍工頻紋波電壓峰峰值均未超過平均值的5%，且隨著輸入電壓的升高，ΔVdc/Vdc逐漸減小，與前述理論分析過程一致，因此儲能電容容值的選取是合理的。

圖6 額定輸入輸出條件下的穩(wěn)態(tài)實驗波形（vin(rms)=220 V,Po=120 W）Fig.6 Steady-state experimental waveforms under rated input/output condition（vin(rms)=220 V,Po=120 W）

圖7 不同輸入電壓條件下vSw、iLB、isec的實驗波形Fig.7 Experimental waveforms of vSw,iLBand isecat different input voltages

圖9為交流輸入電壓有效值在額定值±10%范圍內(nèi)波動時，驅(qū)動電源在滿載條件下的實測效率曲線和功率因數(shù)曲線。可以看出，全輸入電壓范圍內(nèi)驅(qū)動電源功率因數(shù)很高，一直保持在0.998以上；驅(qū)動電源整機效率能達到87%左右，在220 V額定輸入條件下最高能達到87.7%。

圖8 不同輸入電壓條件下vin、Vdc的實驗波形Fig.8 Experimental waveforms of vinand Vdcat different input voltages

圖9 不同輸入電壓條件下的實測效率和功率因數(shù)曲線Fig.9 Curves of measured efficiency and power factor at different input voltages

4 結(jié)語

本文根據(jù)對偶原理提出一種單級串聯(lián)型N路輸出電流獨立控制的LED驅(qū)動電源拓撲結(jié)構(gòu)，單級結(jié)構(gòu)能夠保證自動實現(xiàn)功率因數(shù)校正功能，且功率因數(shù)高；N-1個有源輸出單元和1個無源輸出單元串聯(lián)，構(gòu)成串聯(lián)型N路輸出結(jié)構(gòu)，各路輸出電流能夠獨立控制，且控制方法簡單。本文重點以3路輸出電流獨立控制為例，對驅(qū)動電源的工作原理及其閉環(huán)控制方法進行了詳細分析，并制作實驗樣機進行了詳細的實驗驗證。實驗結(jié)果表明，3路輸出電流能夠按要求實現(xiàn)獨立控制，全輸入電壓范圍內(nèi)電感電流均斷續(xù)，功率因數(shù)校正功能自動實現(xiàn)，功率因數(shù)保持在0.998以上，且儲能電容電壓的2倍工頻紋波也始終低于5%，從而證明了理論分析過程是正確的。

本文提出的LED驅(qū)動電源能夠通過設(shè)置不同的輸出電流參考值來實現(xiàn)各路輸出電流的獨立調(diào)節(jié)，但無源輸出單元對應(yīng)的輸出電流值始終保持最大。為進一步實現(xiàn)各路輸出電流的獨立動態(tài)控制，可將無源輸出單元替換為有源輸出單元，再增加1個電流參考值比較電路和1個驅(qū)動信號分配電路，各路輸出電流參考值進行比較，選出最大的電流參考值用于產(chǎn)生原邊開關(guān)管和對應(yīng)輸出開關(guān)管的驅(qū)動信號，而其他電流參考值則用于產(chǎn)生各自對應(yīng)的輸出開關(guān)管驅(qū)動信號。綜上所述，在實際應(yīng)用場合中，根據(jù)需要可動態(tài)調(diào)整各路輸出電流參考值，進而各開關(guān)管驅(qū)動信號能夠自動調(diào)節(jié)，即可實現(xiàn)各路輸出電流的獨立動態(tài)控制。