屈艾文，許俊陽，陳道煉

（福建省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室（福州大學(xué)），福州 350116）

近年來，光伏、風(fēng)力等可再生能源發(fā)電系統(tǒng)獲得了越來越廣泛的應(yīng)用?？稍偕茉摧敵龉β市杞?jīng)變換器調(diào)節(jié)，其可靠性需變換器的性能加以保證。脈寬調(diào)制 PWM（pulse width modulation）逆變器電路結(jié)構(gòu)簡潔，易于控制，但存在如下缺陷：①電壓型/電流型逆變器為降壓型/升壓型逆變器，不適合應(yīng)用在光伏、風(fēng)力等寬輸入電壓變化范圍的逆變場合；②電壓型逆變器同一橋臂開關(guān)管需設(shè)死區(qū)時間，而電流型逆變器上、下橋臂開關(guān)管需設(shè)換流重疊時間，系統(tǒng)抗電磁干擾EMI（electro-magnetic interference）能力差，可靠性低，諧波含量大。傳統(tǒng)兩級PWM變換器雖可滿足寬輸入電壓變化要求，但開關(guān)管較多，成本相對較高、可靠性相對較低[1-2]。

文獻(xiàn)[1]提出了Z源逆變器，具有單級升/降壓、允許橋臂直通和輸出波形畸變小等優(yōu)點，克服了傳統(tǒng)PWM逆變器的固有缺陷，但Z源逆變器存在輸入電流不連續(xù)、阻抗網(wǎng)絡(luò)電容電壓應(yīng)力大以及啟動沖擊嚴(yán)重等不足。文獻(xiàn)[3]提出了準(zhǔn)Z源逆變器，除了具有Z源逆變器的優(yōu)點外，還具有輸入電流連續(xù)、逆變橋與輸入源共地及電容電壓應(yīng)力較小等優(yōu)點，廣泛應(yīng)用在光伏、風(fēng)力等可再生能源發(fā)電系統(tǒng)[4-7]。本文主要從電路拓?fù)浜驼{(diào)制策略兩方面來論述三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器的發(fā)展與現(xiàn)狀。

1 電路拓?fù)?/h2>

1.1 基本型

輸入電流連續(xù)的三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器[3]如圖1所示。該逆變器在穩(wěn)態(tài)時有直通和非直通兩種狀態(tài)，設(shè)在一個開關(guān)周期Ts內(nèi)儲能電容電壓近似不變，由儲能電感L1、L2伏秒平衡可得，儲能電容C1、C2電壓穩(wěn)態(tài)值 UC1和 UC2分別為

圖1 三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器Fig.1 Three-phase voltage-fed quasi-Z-source inverter

式中：Dsh為直通占空比，Dsh=Tsh/Ts，Tsh為一個開關(guān)周期Ts內(nèi)的直通狀態(tài)時間；Ui為輸入電壓。

設(shè)B為升壓因子，則母線電壓幅值Upn為

該準(zhǔn)Z源逆變器電壓增益G為

式中：Em為三相相電壓峰值；M為三相逆變橋調(diào)制系數(shù)，M=Em/（Upn/2）。

1.2 強升壓能力改進(jìn)型

圖1中，當(dāng)準(zhǔn)Z源逆變器輸入電壓較低時，需較大Dsh以得到期望的輸出電壓，導(dǎo)致功率開關(guān)管和阻抗網(wǎng)絡(luò)儲能電容的電壓應(yīng)力大、M小、輸出波形質(zhì)量差。為此，文獻(xiàn)[8-16]提出了具有強升壓能力的改進(jìn)型準(zhǔn)Z源逆變器電路拓?fù)?，根?jù)是否存在級聯(lián)電路，這類準(zhǔn)Z源逆變器又分為單阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型和級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型2種。

1.2.1 單阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型

強升壓能力的單阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型準(zhǔn)Z源逆變器如圖2所示。文獻(xiàn)[8，10]分別提出了開關(guān)電感準(zhǔn)Z源逆變器 SL-qZSI（switch-inductor quasi-Z-source inverter）和開關(guān)耦合電感準(zhǔn)Z源逆變器SCL-qZSI（switchcoupled-inductor quasi-Z-source inverter），如圖2（a）、（b）所示。SL-qZSI和SCL-qZSI在向輸出饋能的非直通期間，電容C3位于主功率通路，因此C3選取很關(guān)鍵。若C3選用電解電容，電容損耗相對較高，若C3選用薄膜電容，則電容體積相對較大。

圖2 強升壓能力的單阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型準(zhǔn)Z源逆變器Fig.2 Single impedance-source network improved qZSI with strong boost capability

為了采用更少元件來提高升壓能力，文獻(xiàn)[11]提出了基于變壓器的準(zhǔn)Z源逆變器Trans-qZSI（transformer based quasi-Z-source inverter），如圖2（c）所示。當(dāng)繞組匝比n大于1時，可得更強的升壓能力，但其變壓器存在磁心飽和的問題。為了解決此問題，文獻(xiàn)[12]提出了LCCT-準(zhǔn)Z源逆變器LCCT-qZSI（inductor-capacitor-capacitor-transformer quasi-Z-source inverter），如圖2（d）所示。加入內(nèi)嵌電容防止了磁心飽和，且當(dāng)匝比nT1/nT2＞1時，可得到更強的升壓能力。為了減小Tran-qZSI變壓器的匝比、尺寸和重量，文獻(xiàn)[13]提出了基于變壓器的準(zhǔn)TZ源逆變器Quasi-TZ-SI（quasi-TZ-source inverter），如圖2（e）所示。

為了提高安全性，文獻(xiàn)[14]提出了隔離準(zhǔn)Z源逆變器 Isolated-qZSI（isolated quasi-Z-source inverter），如圖2（f）所示。當(dāng)變壓器副邊與原邊的匝比N＞1時，具有更強的升壓能力，然而其多了一個開關(guān)管，控制相對復(fù)雜。

1.2.2 級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型

文獻(xiàn)[15,16]提出了級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型準(zhǔn)Z源逆變器，如圖3所示。圖3（a）為通過級聯(lián)D3-D2-L3-C1來實現(xiàn)高增益的輔助二極管擴展升壓準(zhǔn)Z源逆變器DAEB-qZSI（diode-assisted extended-boost qZSI），圖3（b）為通過級聯(lián)C4-D2-L3-C1來實現(xiàn)高增益的輔助電容擴展升壓準(zhǔn)Z源逆變器CAEB-qZSI（capacitor-assisted extended-boost qZSI），圖3（c）為通過級聯(lián) D2-D3-L3-C3來實現(xiàn)高增益的輔助二極管級聯(lián)準(zhǔn)Z源逆變器 DAC-qZSI（diode assisted cascaded qZSI），圖3（d）為通過級聯(lián)D2-C3-L3-C4來實現(xiàn)高增益的輔助電容級聯(lián)準(zhǔn)Z源逆變器CAC-qZSI（capacitor assisted cascaded qZSI）。

表1給出了采用簡單升壓SPWM調(diào)制策略[17]且M=1－Dsh時qZSI和強升壓能力改進(jìn)型 qZSI的電壓增益G、升壓因子B、開關(guān)管電壓應(yīng)力標(biāo)幺值（Us/Ui）、阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管電壓應(yīng)力標(biāo)幺值（UD1/Ui）、電容電壓應(yīng)力標(biāo)幺值（UC1/Ui）和（UC2/Ui）的表達(dá)式。參考表1分別得出B與Dsh的關(guān)系曲線、G與M的關(guān)系曲線、G與Dsh的關(guān)系曲線、逆變橋（Us/Ui）與G的關(guān)系曲線、阻抗網(wǎng)絡(luò)（UD1/Ui）與G的關(guān)系曲線，如圖4所示。

在相同G或B下，相比基本qZSI，強升壓能力改進(jìn)型qZSI所需Dsh更小，M更大，輸出波形質(zhì)量更好，如圖4（a）～（d）所示；在相同 Dsh或 M 下，升壓能力SCL-qZSI最強，SL-qZSI次之，整體上級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)升壓能力不如單阻抗網(wǎng)絡(luò)，如圖4（a）～（c）所示；在相同G下，逆變橋開關(guān)管電壓應(yīng)力中，SL-qZSI、DAEB-qZSI 和 Isolated-qZSI最大，SCL-qZSI和Quasi-TZ-SI最小，如圖4（e）所示；阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管電壓應(yīng)力中，Quasi-TZ-SI、LCCT-qZSI 和 Trans-qZSI最大，Isolated-qZSI和SCL-qZSI最小，級聯(lián)型的qZSI居中，如圖4（f）所示；在級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)qZSI中，在相同G下，逆變橋開關(guān)管和阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管電壓應(yīng)力 DAEB-qZSI最大，CADE-qZSI和 CAC-qZSI最小，如圖4（e）所示；在級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò) qZSI中，在相同Dsh時，CADE-qZSI和CAC-qZSI的電壓增益G最大，DAEB-qZSI的電壓增益G最小，如圖4（d）所示。

圖3 強升壓能力的級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)改進(jìn)型準(zhǔn)Z源逆變器Fig.3 Cascaded impedance-source network improved qZSI with strong boost capability

表1 qZSI拓?fù)湫阅鼙容^Tab.1 Comparison of qZSI’s topological performance

可見，SCL-qZSI具有最強的升壓能力、最低的開關(guān)管和阻抗網(wǎng)絡(luò)二極管電壓應(yīng)力，但其儲能電容位于主功率通路上；雖然輔助電容級聯(lián)準(zhǔn)Z源逆變器CADE-qZSI和CAC-qZSI升壓能力不如單阻抗網(wǎng)絡(luò)，但在低輸入電壓的并網(wǎng)逆變場合功率器件的電壓應(yīng)力相對較小，且其儲能電容不位于主功率通路上；相比輔助二極管級聯(lián)準(zhǔn)Z源逆變器，輔助電容級聯(lián)電壓型準(zhǔn)Z源逆變器具有更強的升壓能力。

1.2.3 低電壓應(yīng)力改進(jìn)型

為了解決高輸入電壓下開關(guān)管電壓應(yīng)力大的問題，文獻(xiàn)[18]提出了三相三電平中點鉗位準(zhǔn)Z源逆變器，如圖5所示。相比兩電平準(zhǔn)Z源逆變器，該準(zhǔn)Z源逆變器具有開關(guān)管電壓應(yīng)力小、所需阻斷電壓能力弱、du/dt小、開關(guān)頻率高、輸出波形諧波含量低等優(yōu)點。為了解決高輸出電壓下開關(guān)管電壓應(yīng)力大和傳統(tǒng)級聯(lián)多電平光伏并網(wǎng)逆變器直流鏈電壓不平衡的問題，文獻(xiàn)[19]提出了級聯(lián)多電平光伏并網(wǎng)準(zhǔn)Z源逆變器，如圖6所示。該拓?fù)渚哂袉渭壣祲?、獨立直流鏈控制功能、諧波含量少、開關(guān)頻率低、濾波器尺寸小、開關(guān)管電壓應(yīng)力小和效率高等優(yōu)點。

文獻(xiàn)[20]提出了級聯(lián)Trans準(zhǔn)Z源逆變器，如圖7所示。通過級聯(lián)trans準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)，解決了高增益帶來的儲能電容電壓應(yīng)力大、高匝比帶來的繞組W2的電壓高、成本高、可靠性低的問題。

圖4 qZSI性能關(guān)系比較曲線Fig.4 Performance comparison curves for qZSI

圖5 三相三電平中點鉗位準(zhǔn)Z源逆變器Fig.5 Three-phase three-level neutral-point-clamped qZSI

圖6 三相級聯(lián)多電平準(zhǔn)Z源逆變器Fig.6 Three-phase cascaded multi-level qZSI

圖7 級聯(lián)Trans-準(zhǔn)Z源逆變器Fig.7 Cascaded Trans-qZSI

1.2.4 能量存儲功能型

為了平滑光伏輸出功率的波動、輸出穩(wěn)定的負(fù)載功率，文獻(xiàn)[6,21]提出了具有能量存儲功能的準(zhǔn)Z源逆變器，把蓄電池與準(zhǔn)Z源阻抗網(wǎng)絡(luò)的電容C1[6]或C2[21]并聯(lián)，當(dāng)光伏功率大于負(fù)載功率時，電池充電；當(dāng)光伏功率小于負(fù)載功率時，電池放電；當(dāng)光伏功率等于負(fù)載功率時，電池不充電也不放電。

2 調(diào)制策略

三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器通過產(chǎn)生直通狀態(tài)的調(diào)制策略來實現(xiàn)單級升降壓。目前，SPWM和基于電壓矢量的改進(jìn)型空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）策略是Z源/準(zhǔn)Z源逆變器的主流調(diào)制策略[17，22-26]。

2.1 SPWM調(diào)制策略

應(yīng)用在兩電平準(zhǔn)Z源逆變器的SPWM調(diào)制策略主要有簡單升壓SPWM、最大升壓SPWM和最大恒定升壓SPWM3種典型方法[17，22]，其調(diào)制原理波形和正弦載波PWM波形如圖8所示。

圖8 準(zhǔn)Z源逆變器SPWM調(diào)制原理波形Fig.8 Waveforms of SPWM principle for qZSI

簡單升壓SPWM調(diào)制策略如圖8（a）所示，用直線調(diào)制信號Vp、Vn與三角載波信號交截產(chǎn)生直通狀態(tài)，直通占空比為常數(shù)，阻抗網(wǎng)絡(luò)電感和電容體積小，M最大為1；最大升壓SPWM調(diào)制策略如圖8（b）所示，將所有零狀態(tài)的時間都用作直通升壓，直通占空比含6倍輸出頻率脈動，所需阻抗網(wǎng)絡(luò)儲能電感和電容的體積大，M最大為；最大恒定升壓 SPWM 調(diào)制策略如圖8（c）、（d）所示，用正弦調(diào)制信號Vp、Vn與三角載波信號交截產(chǎn)生直通狀態(tài)或調(diào)制波中注入3次諧波并用直線調(diào)制信號Vp、Vn與三角載波信號交截產(chǎn)生直通狀態(tài)，在一個開關(guān)周期內(nèi)直通時間之和為常數(shù)，阻抗網(wǎng)絡(luò)電感和電容體積小，M最大為。在獲得相同電壓增益G時，開關(guān)管電壓應(yīng)力關(guān)系為簡單升壓SPWM＞最大恒定升壓SPWM＞最大升壓SPWM；在采用相同M時，獲得電壓增益G的關(guān)系為：最大升壓SPWM＞最大恒定升壓SPWM＞簡單升壓SPWM。文獻(xiàn)[23]提出了基于簡單升壓SPWM的正弦載波PWM調(diào)制策略，如圖8（e）所示，采用直線調(diào)制信號 Vp、Vn與高頻正弦載波信號交截產(chǎn)生直通狀態(tài)，雖然M最大為1，但在相同M下可獲得比簡單升壓更大的直通占空比和升壓能力。

文獻(xiàn)[24，25]提出應(yīng)用在級聯(lián)多電平準(zhǔn)Z源逆變器中的移相正弦PWM調(diào)制策略[24]和移相脈沖寬度幅值 PS-PWAM（phase-shifted pulse-width-amplitude modulation）[25]調(diào)制策略，且 PS-PWAM 調(diào)制策略具有更少的開關(guān)動作次數(shù)和更小的開關(guān)損耗；文獻(xiàn)[18]提出應(yīng)用在三電平中點鉗位準(zhǔn)Z源逆變器中的在最大恒定升壓調(diào)制策略基礎(chǔ)上基于載波的電平移相脈寬調(diào)制LS-PWM（carrier-based level shifted pulse width modulation）策略。

2.2 改進(jìn)空間矢量脈沖寬度調(diào)制策略

為了克服SPWM策略直通時開關(guān)轉(zhuǎn)換次數(shù)多、開關(guān)損耗大的缺點，并充分利用空間矢量方法的諧波失真小、線性調(diào)制范圍寬和輸入電壓利用率高等優(yōu)點，文獻(xiàn)[26]提出了4種改進(jìn)SVPWM策略，即6段直通ZSVM4、6段直通 ZSVM6、4段直通ZSVM2和2段直通ZSVM1，其在扇區(qū)I的開關(guān)動作模式如圖9所示。

圖9 準(zhǔn)Z源逆變器在扇區(qū)I的空間矢量開關(guān)動作模式Fig.9 Space vector switch action pattern in Sector I for qZSI

通過改變傳統(tǒng)空間矢量開關(guān)管開通關(guān)斷控制信號的開關(guān)時間，在開關(guān)轉(zhuǎn)換時刻插入直通狀態(tài)，不需額外的開關(guān)動作，減小了開關(guān)損耗，且調(diào)制系數(shù)M最大都為。在一個開關(guān)周期中，ZSVM1、ZSVM4、ZSVM6和 ZSVM2的最大直通時間分別為1/2、3/4、1和1倍的傳統(tǒng)零矢量作用時間。與ZSVM4和ZSVM1相比，ZSVM6和ZSVM2在相同調(diào)制系數(shù)M的情況下具有更大直通占空比和更高的升壓能力；與ZSVM4相比，ZSVM6和ZSVM2在相同電壓增益G的情況下，具有更低的開關(guān)管電壓應(yīng)力?？梢?，直通時間占傳統(tǒng)零矢量作用時間越多，在相同調(diào)制系數(shù)M時，阻抗網(wǎng)絡(luò)升壓能力越強；在相同電壓增益G時，所需傳統(tǒng)零矢量時間越少、調(diào)制系數(shù)M越大、開關(guān)管電壓應(yīng)力越小。

2.3 消除共模漏電流的改進(jìn)PWM調(diào)制策略

三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器在奇矢量（V1（100）、V3（010）、V5（001））作用時，輸出共模電壓為 BUi/3；在偶矢量（V2（110）、V4（011）、V6（101））作用時，輸出共模電壓為 2BUi/3；在零矢量 V0（000）、V7（111）和直通矢量作用時，輸出共模電壓分別為0、BUi/和0[27]。當(dāng)采用文獻(xiàn)[26]的改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略時，由于各矢量輸出共模電壓不同，非隔離準(zhǔn)Z源光伏逆變器會產(chǎn)生共模漏電流，將不滿足共模漏電流有效值低于300 mA的德國VDE 0126-1-1標(biāo)準(zhǔn)[28]。

文獻(xiàn)[28]提出了采用奇矢量的脈沖調(diào)制OPWM（odd PWM）、采用偶矢量的脈沖調(diào)制EPWM（even PWM）和采用奇偶矢量的脈沖調(diào)制OEPWM（oddeven PWM）等3種調(diào)制策略來減小共模漏電流，OPWM、EPWM、OEPWM的最大調(diào)制系數(shù)分別為0.667、0.667、0.770，3種調(diào)制策略具有調(diào)制系數(shù)低、輸入電壓利用率低和開關(guān)管電壓應(yīng)力大的缺點；文獻(xiàn)[29]提出了把有效零狀態(tài)脈寬調(diào)制AZSPWM（active zero state PWM）和OEPWM相結(jié)合的調(diào)制策略來減小共模漏電流，調(diào)制系數(shù)M最大為0.816，但此調(diào)制策略只適合應(yīng)用在高功率因數(shù)負(fù)載場合；文獻(xiàn)[30]提出了改進(jìn)近態(tài)脈寬調(diào)制MNSPWM（modifiednearsta-tePWM）策略來減小共模漏電流，采用3個相鄰的電壓矢量來代替零矢量以減小共模電壓變化，適合應(yīng)用在不同功率因數(shù)負(fù)載場合，調(diào)制系數(shù)M最大為1，具有輸出電流諧波小、輸入電壓利用率高、開關(guān)管電壓應(yīng)力小、開關(guān)損耗小等優(yōu)點。

3 結(jié)論

三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器電路拓?fù)?，包括基本型、強升壓能力改進(jìn)型、低電壓應(yīng)力改進(jìn)型和能量存儲型4類。強升壓能力改進(jìn)型，包括SC-qZSI、SCL-qZSI、Trans-qZSI等單阻抗網(wǎng)絡(luò)和輔助電容CAEB-qZSI、CAC-qZSI、輔助二極管DAEB-qZSI、DAC-qZSI等級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)，其中SCL-qZSI的升壓能力最強，開關(guān)管電壓應(yīng)力最小，但存在儲能電容位于主功率通路的問題，輔助電容級聯(lián)阻抗網(wǎng)絡(luò)CAEB-qZSI、CAC-qZSI雖升壓能力弱于單阻抗網(wǎng)絡(luò)，但器件電壓應(yīng)力低于單阻抗網(wǎng)絡(luò)；低電壓應(yīng)力型，包括三相三電平中點鉗位準(zhǔn)Z源逆變器、級聯(lián)多電平準(zhǔn)Z源逆變器、級聯(lián)Trans-準(zhǔn)Z源逆變器；能量存儲型通過在儲能電容上并聯(lián)電池，平滑了光伏輸出功率的波動、提高了輸出負(fù)載功率的穩(wěn)定性。

三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器調(diào)制策略，包括SPWM、改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略和減小共模漏電流的改進(jìn)PWM調(diào)制策略。SPWM調(diào)制策略開通所有的開關(guān)管產(chǎn)生直通狀態(tài)，開關(guān)損耗大，調(diào)制系數(shù)都不低于1；改進(jìn)SVPWM調(diào)制策略在開關(guān)轉(zhuǎn)換時刻插入直通狀態(tài)，不需額外的開關(guān)動作，開關(guān)損耗小，調(diào)制系數(shù)高；改進(jìn)PWM調(diào)制策略重新選取作用的矢量來降低輸出共模電壓的變化，減小共模漏電流，但調(diào)制系數(shù)都不大于1。

具有更強升壓能力、更低器件電壓應(yīng)力、能量存儲功能的電路拓?fù)浜途哂懈笳{(diào)制系數(shù)、更小共模漏電流的調(diào)制策略，是三相電壓型準(zhǔn)Z源逆變器的未來發(fā)展方向。