張 云,李醒飛*,吳騰飛,劉 帆,紀 越,胡亞婷(.天津大學精密測試技術及儀器國家重點實驗室,天津 30007;.天津工業(yè)大學電工電能新技術天津市重點實驗室,天津 300387)

以高分辨率對地觀測遙感衛(wèi)星為代表的現(xiàn)代高精度航天器,對航天器姿態(tài)角控制的精度和穩(wěn)定性提出了極高要求。航天器由于受空間環(huán)境影響,易產(chǎn)生低幅值、寬頻帶特點的空間結構微角振動,此種微角振動限制了航天器的姿態(tài)穩(wěn)定度和空間分辨率?；诖帕黧w動力學MHD(Magnetohydrodynamic)原理的角速度傳感器是一種新型傳感器,具備寬頻帶、壽命長等特點,適用于測量高頻角振動[1]。MHD角速度傳感器特別適用于工程應用,包括美國中繼反射鏡實驗(RME)[2-3]、日本的陸地觀測衛(wèi)星ALOS[4]和美國的靜止軌道環(huán)境衛(wèi)星GOESN均使用了MHD角速度傳感器提供衛(wèi)星微角振動信息[5-6]。

國外從上世紀80年代開始對MHD角速度傳感器進行研究,美國ATA(Applied Technology Associates)公司研發(fā)了一系列型號的MHD角速度傳感器[7]。由于國外產(chǎn)品禁運及技術封鎖,我國對MHD角速度傳感器的研究起步較晚,2008年華中科技大學羅榮峰介紹了MHD傳感器的工作原理[8]。2011年,蘭州物理研究所霍慶紅等人對MHD角速度傳感器的內(nèi)部磁路進行了設計仿真[9]。2013年天津大學于翔[10]、徐夢潔[11]對MHD角速度傳感器的工作原理和傳感結構分析并進行角振動跟蹤實驗。2014年,天津大學王麗萍[12]對MHD角速度傳感器輸出信號的提取方法進行了研究。2015年,天津大學張少強[13]、紀越[14]對MHD角速度傳感器的低頻拓展進行了研究。2017年,山東科技大學李洪宇[15]對MHD角速度傳感器的隨機漂移誤差補償方法進行了分析。根據(jù)上述研究,MHD角速度傳感器能夠敏感的微角振動信號幅值范圍為sub-μrad至幾百μrad,傳感器的輸出電動勢達到μV量級[12],因此設計一款低噪聲預處理電路對微弱信號提取十分重要。

本文研究MHD角速度傳感器微弱信號提取電路,提出了一種低噪聲預處理電路設計。文章第1節(jié)闡述了MHD角速度傳感器的工作原理及低噪聲設計方法,第2節(jié)對預處理電路的設計方法進行分析,第3節(jié)對預處理電路的噪聲模型進行分析,第4節(jié)進行實驗驗證并給出實驗結果,第5節(jié)進行總結。

圖1 MHD角速度傳感器工作原理示意圖

1 傳感器工作原理及低噪聲設計方法

1.1 傳感器工作原理

MHD角速度傳感器是基于磁流體動力學效應研制而成的。如圖1所示,在傳感器結構中,下層圓柱體為永磁體,產(chǎn)生垂直方向磁場;上層圓環(huán)為磁流體通道。當傳感器以角速度w發(fā)生轉動時,流體由于慣性和流動性與慣性空間保持相對靜止,與旋轉的磁通量之間形成相對速度,切割磁感線。在流體環(huán)的內(nèi)外壁上產(chǎn)生感應電動勢E[18],如式(1)所示,其中:B為永磁體產(chǎn)生的恒定磁場;v為磁流體和殼體的相對速度。

E=vB

(1)

1.2 低噪聲設計方法

在低噪聲放大電路的設計中,常采取兩類指標來衡量放大器的噪聲性能,一是放大器的等效輸入噪聲電壓En或噪聲電流In;二是放大器的噪聲系數(shù)F。噪聲系數(shù)表示一個有內(nèi)部噪聲源的放大器信號傳遞時的信噪比惡化程度[19],可以用放大器的En-In噪聲計算,即:

(2)

式中:Rs代表信號源阻抗;k=1.38×10-23J/K,為玻爾茲曼常數(shù);常溫27 ℃時T=300 K;υ1為En和In相關系數(shù),取值為0。通過式(2)可知,當源阻抗一定時,降低放大器的噪聲電壓En和噪聲電流In和使噪聲系數(shù)F最小是一致的。當前置放大器與傳感器進行直接耦合時,可以通過器件選擇、工作點調(diào)節(jié)以及多管并聯(lián)的方式來降低電路的噪聲系數(shù)。對于多管并聯(lián)的電路,噪聲模型如圖2所示[20],噪聲電壓噪聲電流變化關系如式(3)和式(4)所示。

圖2 并聯(lián)放大器噪聲模型

(3)

(4)

圖3 級聯(lián)放大器噪聲系數(shù)

由于傳感器輸出信號在uV量級,預處理電路對輸出信號需要進行多級放大,圖3所示為多級放大器級聯(lián)系統(tǒng),其中F1、F2、F3和K1、K2、K3分別代表各級放大器的噪聲系數(shù)和功率增益,根據(jù)弗里斯公式可以得到級聯(lián)放大器的總噪聲系數(shù)為[21]:

(5)

從式(5)可知,在一個級聯(lián)電路中,各級電路的噪聲系數(shù)對總噪聲系數(shù)的影響是不同的。當?shù)?級放大電路的功率增益足夠大時,總噪聲系數(shù)主要由第1級噪聲系數(shù)決定。所以在多級放大電路中,盡可能提高第1級電路的功率增益,同時選取低噪聲放大器件。

2 預處理電路設計

由于MHD角速度傳感器的輸出信號在μV量級,所以預處理電路需要進行多級放大設計。由1.2節(jié)可知,在多級放大電路中,提高第1級的功率增益并選取合適的低噪聲放大器件,能降低整體電路的噪聲系數(shù)和等效輸入噪聲電壓。

由于傳感器的工作帶寬為1 Hz～1 000 Hz,同時輸出噪聲與電路的工作帶寬有關,所以加入低通濾波器來限制電路的帶寬和降低輸出噪聲。在本文電路設計中,采取二階有源低通濾波器。

由于運算放大器失調(diào)電壓的影響,傳感器輸出的交流信號中會疊加直流偏置電壓,使放大器的輸出動態(tài)范圍受限,甚至導致輸出飽和。因此,在預處理電路中加入交流耦合電路,其本質(zhì)是一種積分反饋結構,將輸出信號反饋到前置放大器參考端,實現(xiàn)動態(tài)調(diào)節(jié)輸出偏置電壓。

為了提高信號的抗共模干擾能力和外部電磁干擾的抑制能力,輸出端采取差分傳輸方式,所以在預處理電路中加入單端轉差分電路,預處理電路結構如圖4所示。

圖4 預處理電路結構圖

2.1 低噪聲前置放大器設計

要使得低噪聲放大器的噪聲系數(shù)最小,不僅需要滿足達到噪聲匹配,同時也需要選擇噪聲電壓和噪聲電流較小器件。集成運算放大器雖然體積小,但是因為在設計中多方面的折中考慮,其噪聲特性劣于分立元件。利用集成運放設計的集成電路,其噪聲水平通常為晶體管電路的2倍～5倍[22]。晶體管一般輸入噪聲電壓En較小,而噪聲電流In較大,適用于源阻抗比較小情況。

圖5 SSM-2220低噪聲放大電路

由于SSM-2220晶體管采取共射級連接方式,所以單個晶體管的輸入噪聲電壓為[19]:

(6)

(7)

(8)

圖6 SSM-2220三管并聯(lián)放大電路

2.2 后級電路設計

后級電路中主要包括低通濾波電路、交流耦合電路和單端轉差分電路,電路如圖7所示,圖6所示的三管并聯(lián)放大電路可以等效成差分放大器。

圖7 后級電路圖

在低通濾波電路的設計中,利用低噪聲集成運放搭建二階壓控電壓源低通濾波器。在滿足傳感器正常工作的帶寬范圍內(nèi),限制電路帶寬可以降低輸出端噪聲。根據(jù)低通濾波器的電路結構可知其傳遞函數(shù)為:

(9)

交流耦合電路由低輸入偏置電流的集成運放和電阻電容搭建構成,其本質(zhì)為積分電路,低通濾波輸出信號加載到積分電路的輸入端,輸出端反饋到前置放大器的電阻R5端,積分電路在不同頻率下具有不同增益,從而構成一個高通濾波器,濾除直流電壓,實現(xiàn)動態(tài)調(diào)節(jié)偏置電壓[23]。

單端轉差分電路采用低失真運放芯片ADA4922,無需外加電阻,電路結構簡單,其固定增益A4922為2。所以,預處理電路的總增益為A=A2220×ALPF×A4922=24 500。

3 預處理電路噪聲分析

由于低噪聲前置放大器的增益為1 000倍,所以預處理電路的輸出噪聲主要來源于前置放大器的噪聲。前置放大器中3個并聯(lián)的晶體管SSM-2220和OP27可以等效成集成運算放大器,在外圍加入電阻構成差動放大電路,電路的噪聲模型如圖8所示。

圖8 前置放大器噪聲模型

從圖8可知,電路中的噪聲源主要分為三類:輸入電壓噪聲Un-i、電阻熱噪聲Un-R5、Un-R6、Un-R7和Un-R8以及輸入電流噪聲In-1和In-2。對于電路輸入電壓噪聲,由于晶體管的1/f噪聲較小,故可忽略不計,只考慮寬帶白噪聲的影響,所以輸入電壓噪聲為:

(10)

(11)

(12)

(13)

(14)

(15)

(16)

(17)

4 實驗

將制作好的預處理電路安裝到MHD角速度傳感器上,利用穩(wěn)壓電源給MHD角速度傳感器提供±12 V工作電壓,通過NI公司的高速率采集卡PCI-6289采集陀螺的輸出信號,利用LabVIEW軟件實時顯示陀螺轉動輸出信號,實驗平臺如圖9所示。

圖9 MHD角速度傳感器測試圖

圖10 傳感器幅頻響應曲線

4.1 傳感器標度因數(shù)測量

在測試傳感器的標度因數(shù)時,通過給轉臺不同頻率的角速度輸入信號,然后利用采集卡采集傳感器和轉臺的模擬輸出電壓。將采集到的轉臺模擬輸出電壓通過轉臺的標度因數(shù)可折算為輸入角速度值。利用MATLAB分別繪制二者的電壓譜密度曲線,相除即可得到傳感器的標度因數(shù),測試結果如圖10所示。在低頻段,根據(jù)傳感器表頭傳遞函數(shù)式(1)可知,傳感器表現(xiàn)為高通濾波器特性;在平坦段傳感器的標度因數(shù)為0.8 V/rad/s。由于轉臺最高工作頻率的限制,傳感器無法工作在整個工作帶寬內(nèi),所以只能在轉臺所能提供的頻率范圍內(nèi)進行傳感器的幅頻曲線測試。

4.2 輸出直流偏置電壓測試

理論上,當預處理電路沒有外界信號輸入時,電路輸出應為零。然而在實際中,由于運算放大器存在失調(diào)電壓、偏置電流以及外界干擾會使電路輸出存在偏置。

測試時,傳感器的輸入端不加入信號,由于傳感器的有效帶寬范圍是1 Hz～1 000 Hz,所以在 LabVIEW 上位機界面中設置采樣頻率為10 kHz,采樣時間為100 s,對采集數(shù)據(jù)進行處理,同時與文獻[10,17]設計的電路直流偏置值進行對比,如表1所示。從中可知,本文設計電路的直流偏置值要明顯小于上述文獻設計的電路值。在實驗過程中,預處理電路可能由于受外界干擾,例如環(huán)境溫度改變導致芯片失調(diào)電壓增大等,使實驗值大于仿真值。

表1 直流偏置電壓測試結果對比

4.3 噪聲特性測試

測量預處理電路噪聲特性時,保持傳感器輸入信號為零,利用采集卡采集電路輸出信號。在MATLAB中利用加窗平均周期圖法(Welch法)求取輸出噪聲的功率譜密度,然后將噪聲功率譜密度開方即可得到電路輸出噪聲電壓譜密度,曲線如圖11所示。

圖11 輸出噪聲電壓譜密度曲線

從圖11可知,實驗測試得到的輸出噪聲電壓譜密度曲線中存在兩個較大尖峰,其對應的頻率分別為50 Hz和150 Hz,這些尖峰是由于穩(wěn)壓電源50 Hz及其倍頻干擾造成的。將測試曲線和仿真曲線對比發(fā)現(xiàn),在低頻段實驗測試值要小于仿真值,經(jīng)分析可能是仿真中所用芯片的Spice模型,其設定的電壓噪聲值要大于芯片手冊中給定值,從而會出現(xiàn)仿真值大于測試值。

圖12 等效輸入噪聲電壓譜密度曲線

(18)

(19)

利用MATLAB對實驗數(shù)據(jù)進行處理得出電路輸出總噪聲為596 μVrms,大于由式17計算得到的理論值513 μVrms,分析在實驗過程中可能由于受外界環(huán)境干擾,使其疊加到電路的輸出噪聲中。

4.4 電路極限靈敏度

電路的極限靈敏度是指電路所能檢測到的最小信號,由放大器的噪聲系數(shù)決定。根據(jù)式(3)可知,電路所能檢測到的最小信號為[19]:

(20)

n為對于檢測的最小信號,放大器輸出端所必需的最低信噪比,是由信號處理所需決定,在此取值100,fb為電路噪聲帶寬。將本文所設計預處理電路的極限靈敏度和文獻[10]設計的AD797電路[10]和文獻17設計的AD624電路[17]進行對比,結果如表2 所示。從表2可知,電路的等效輸入噪聲電壓越小,噪聲系數(shù)越小,電路的極限靈敏度越高。本文設計的預處理電路極限靈敏度要高于ATA公司和于翔設計的預處理電路。

表2 電路極限靈敏度對比

5 結論