南永兵, 呂玉祥, 王 帥, 孫勝男, 邵亦博(太原理工大學(xué) 物理與光電工程學(xué)院,太原 030024)

0 引 言

在工程項(xiàng)目應(yīng)用中，常常需要知道一些復(fù)雜系統(tǒng)或元器件對(duì)激勵(lì)信號(hào)的響應(yīng)，網(wǎng)絡(luò)分析儀作為“儀器之王”，在射頻通信領(lǐng)域有廣泛的應(yīng)用。目前普遍流行的網(wǎng)絡(luò)分析儀主要是通過掃頻的方式對(duì)系統(tǒng)響應(yīng)信號(hào)的幅度和相位信息進(jìn)行檢測，從而能夠更好的了解和描述這個(gè)系統(tǒng)[1]。但是，現(xiàn)有的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀大多價(jià)格昂貴，體積龐大[2]。

網(wǎng)絡(luò)分析儀的整體性能主要依賴于高質(zhì)量的激勵(lì)、性能優(yōu)越的定向耦合器、可靠穩(wěn)定的超外差調(diào)諧接收機(jī)和標(biāo)準(zhǔn)的校準(zhǔn)套件[3]，其任何一部分的測試、調(diào)試都極其復(fù)雜、耗時(shí)。在現(xiàn)場應(yīng)用中一般也只用網(wǎng)絡(luò)分析儀的部分功能，從現(xiàn)場應(yīng)用需求出發(fā)，結(jié)合N2PK開源項(xiàng)目，設(shè)計(jì)了簡易單端口低頻矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，它采用低功耗的32 bit Cortex-M3內(nèi)核ARM微控制器STM32F103進(jìn)行控制，信號(hào)源由專用集成DDS芯片AD9851構(gòu)成，通過共用外部時(shí)鐘源可以將兩片AD9851保持同步，進(jìn)而產(chǎn)生兩路相位差可控的掃頻信號(hào)[4]。信號(hào)分離單元采用反射電橋，用于分離待測器件上的反射信號(hào)[5]。接收機(jī)部分采用模擬乘法器MC1496進(jìn)行混頻，將采集到的數(shù)據(jù)利用校準(zhǔn)算法運(yùn)算后可以得到單端口的反射系數(shù)、阻抗等信息[6-10]。該網(wǎng)絡(luò)分析儀的測量架構(gòu)獨(dú)特，現(xiàn)場應(yīng)用簡單方便。

1 設(shè)計(jì)方案

1.1 總體設(shè)計(jì)方案

網(wǎng)絡(luò)分析儀總體結(jié)構(gòu)如圖1所示。該網(wǎng)絡(luò)分析儀采用順序正交測量方法[11](Sequential Quadrature Measurements)。系統(tǒng)由控制器、掃頻信號(hào)源、反射計(jì)電橋電路、幅度相位接收機(jī)和校準(zhǔn)件等基本單元組成。測量中控制器精確控制DDS產(chǎn)生兩路相差90°的同頻信號(hào)，兩路信號(hào)經(jīng)過抗混疊濾波后，一路通入反射計(jì)電橋電路，電橋電路的輸出信號(hào)通入模擬乘法器的射頻端，另一路信號(hào)直接與模擬乘法器電路的本振端相連，兩路信號(hào)相乘經(jīng)過低通濾波后得到直流信號(hào)，通過A/D采集后得到被測器件的網(wǎng)絡(luò)信息[12-13]。將標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件測得的信息與被測器件的信息利用校準(zhǔn)原理求解之后得到被測器件的反射系數(shù)。通過反射系數(shù)可以求解出阻抗、反射損耗等參數(shù)。這種測量方法的數(shù)據(jù)采集速率相對(duì)較慢，但是具有較高的測量精度。

圖1 網(wǎng)絡(luò)分析儀總體結(jié)構(gòu)

1.2 設(shè)計(jì)原理

被測器件的阻抗特性可以通過標(biāo)準(zhǔn)反射電橋測得，幅值|uRF|和φRF相位信息的獲取也依賴于3個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的校準(zhǔn)終端，它分別為短路、開路以及一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)的50 Ω負(fù)載校準(zhǔn)件。在測量相位信息時(shí)，采用了窄帶直接轉(zhuǎn)化機(jī)制，接收機(jī)部分直接將測量的信號(hào)轉(zhuǎn)換成直流信號(hào)，直流信號(hào)的大小由輸入信號(hào)的幅值及RF與LO信號(hào)的相位差決定。高精度的幅度與相位的獲取是采用一個(gè)精確的線性模擬乘法器和一個(gè)24 bitΔ-Σ型差分輸入的A/DC[14]。在測量的過程中，RF-DDS信號(hào)經(jīng)過被測器件后的輸出信號(hào)為：

uRF=B1sin(ω1t+φ1)

(1)

LO-DDS的輸出信號(hào)為：

uLO=B2sin(ω2t+φ2)

(2)

RF-DDS信號(hào)經(jīng)過被測器件后的輸出信號(hào)與LO-DDS信號(hào)相乘后得：

(3)

由式(1)可知，當(dāng)RF-DDS信號(hào)與LO-DDS信號(hào)同頻率時(shí)，輸出信號(hào)uO是倍頻分量與直流分量的疊加，通過低通濾波就可以得到一個(gè)與兩輸入信號(hào)相位差的余弦值成比例的直流分量。

測量過程中首先設(shè)置RF與LO相差為0°，在頻點(diǎn)f1下可以測得一個(gè)直流分量值，再通過設(shè)定RF與LO相位差為90°，在相同頻點(diǎn)f1下可以測得另一個(gè)直流分量值，兩個(gè)直流分量構(gòu)成一個(gè)復(fù)數(shù)(Rhom)，分別為復(fù)數(shù)的實(shí)部和虛部。通過控制器設(shè)置同樣的兩組相差，在相同的頻點(diǎn)f1下連接標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件(SHORT，OPEN，LOAD)可以測得3組復(fù)數(shù)，分別為M1、M2、M3。對(duì)于單端口，利用單端口誤差模型，有3個(gè)誤差項(xiàng)，為了求解3個(gè)誤差項(xiàng)，由線性矩陣?yán)碚?，需要建?個(gè)不相關(guān)的方程求解[15]。

e00+A1M1e11-A1Deltae=M1

(4)

e00+A2M2e11-A2Deltae=M2

(5)

e00+A3M3e11-A3Deltae=M3

(6)

方程中A1、A2、A3分別為3種標(biāo)準(zhǔn)校準(zhǔn)件短路(SHORT)、開路(OPEN)、負(fù)載50 Ω(LOAD)時(shí)對(duì)應(yīng)的反射系數(shù)，其值為：A1=1+0i、A2=-1+0i、A3=0+0i。e00,e11,Deltae為待求誤差項(xiàng)。

利用測量獲得的M、M2、M3和已知的A1、A2、A3可以求解出在頻點(diǎn)f1下反射系數(shù)修正量e00、e11、Deltae的值。被測器件反射系數(shù)為：

(7)

進(jìn)而可以根據(jù)式(7)求解出被測器件DUT在f1頻點(diǎn)下的反射系數(shù)Г。根據(jù)反射系數(shù)與負(fù)載阻抗的關(guān)系式,

(8)

式中，ZO的值為50 Ω，即可求解出負(fù)載阻抗值。

同理將上面的方法依次應(yīng)用到多個(gè)頻點(diǎn)下，可以獲得多組對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)的反射系數(shù)修正量，將這些修正量存儲(chǔ)在STM32的Flash中。當(dāng)測量被測器件的反射系數(shù)時(shí)，將對(duì)應(yīng)頻點(diǎn)下的修正量調(diào)取出來，再結(jié)合該頻點(diǎn)的測量值，利用式(7)即可求出反射系數(shù)。利用反射系數(shù)可以計(jì)算出被測器件的阻抗ZL、反射損耗S11、駐波比VSWR等參數(shù),通過TFT顯示屏顯示測得的數(shù)據(jù)。

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 信號(hào)源

該掃頻信號(hào)源采用數(shù)字頻率合成芯片AD9851構(gòu)成，AD9851可以產(chǎn)生一個(gè)頻率和相位可數(shù)字化編程的模擬正弦波，它輸出波形的頻率可連續(xù)從一個(gè)頻點(diǎn)變化到另一個(gè)頻點(diǎn)，頻率的分辨率為0.04 Hz，移相輸出增量為11.25°。為了保證兩路激勵(lì)源保持相位同步，兩片DDS芯片采用共同的外部時(shí)鐘源，共用更新頻率和相位的FQ_UD引腳，確保能夠精準(zhǔn)的控制兩片DDS的相位差，有利于提高阻抗測量的準(zhǔn)確度[15]。DDS輸出的信號(hào)經(jīng)過濾波之后降低了波形的雜散和噪聲。圖2為產(chǎn)生兩路頻率相位可調(diào)的信號(hào)源原理圖。

圖2 AD9851外圍電路

2.2 模擬乘法器

乘法電路采用MC1496模擬乘法器，電路如圖3所示，它實(shí)現(xiàn)了反射電橋輸出信號(hào)(P8接口)與相位為0°以及90°的本振信號(hào)(P9接口)相乘，輸出信號(hào)為OutA、OutB端口。供電電源為12 V，通過LP2951電源模塊將12 V調(diào)節(jié)為5 V，通過TC7662B和LM7905將12 V調(diào)節(jié)為-5 V。MC1496采用±5 V供電。

2.3 A/DC設(shè)計(jì)

模擬乘法器MC1496輸出信號(hào)經(jīng)過濾波后為直流信號(hào)，模數(shù)轉(zhuǎn)換器A/DC為差分輸入類型，這樣可以抑制因?yàn)闇仄㈦娫床▌?dòng)等引起的共模干擾。該系統(tǒng)中使用的ADC為24 bit的LTC2410，它是內(nèi)部集成振蕩器的Δ-Σ型差分輸入A/DC，外部參考電壓為2.5 V，電路如圖4所示。

圖3 乘法器外圍電路

圖4 A/D轉(zhuǎn)換電路

3 軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)的控制部分采用STM32F103，它為低功耗32位Cortex-M3內(nèi)核的ARM微控制器，具有豐富的開發(fā)資源。軟件開發(fā)環(huán)境為MDK5，程序主要包括DDS驅(qū)動(dòng)程序、按鍵檢測程序、ADC采集程序、Flash存儲(chǔ)程序等。程序流程如圖5所示。

圖5 軟件流程圖

4 測試結(jié)果

為了驗(yàn)證該網(wǎng)絡(luò)分析儀的可行性及測量精度，將一個(gè)待測器件阻值為51 Ω的電阻分別接入自制的網(wǎng)絡(luò)分析儀和AV3656網(wǎng)絡(luò)分析儀，測試系統(tǒng)如圖6所示，圖片左側(cè)為高精密51 Ω貼片電阻，右側(cè)為網(wǎng)絡(luò)分析儀測試現(xiàn)場。

在10.5 MHz到14.7 MHz內(nèi)頻段內(nèi)測試了15個(gè)頻點(diǎn)，阻抗測試結(jié)果如圖7所示，其中實(shí)部1、虛部1為AV3656網(wǎng)絡(luò)分析儀測得的阻抗，實(shí)部2、虛部2為自制網(wǎng)絡(luò)分析儀測得的阻抗值。自制網(wǎng)絡(luò)分析儀測得的實(shí)部值基本在AV3656測得值附近輕微波動(dòng)，最大偏差不超過0.2%。虛部值整體比AV3656測得的值偏小，可能是測量儀器或者同軸線纜的寄生電容所導(dǎo)致，但整體數(shù)值誤差較小。

圖6 測試系統(tǒng)

圖7 51 Ω實(shí)部虛部測量值與參考值

圖8中,S11(a)和S11(b)分別為AV3656和自制網(wǎng)絡(luò)分析儀測得13.56 MHz的射頻天線反射損耗(S11)的曲線圖。從圖8中可以看出,雖然自制網(wǎng)絡(luò)分析儀測得的S11與通過AV3656網(wǎng)絡(luò)分析儀測得的值有一定的偏差，但在16.5～20.62 MHz頻率范圍內(nèi)曲線的走勢(shì)相對(duì)比較平穩(wěn)，根據(jù)曲線的趨勢(shì)能夠判斷出在18.7 MHz附近時(shí)反射損耗較小，可進(jìn)行調(diào)諧或者阻抗匹配,能夠滿足現(xiàn)場測試需求。

圖8 S11測量值與參考值

5 結(jié) 語

通過合理的電路設(shè)計(jì)和誤差校準(zhǔn)方法，實(shí)現(xiàn)了工作在50 kHz～60 MHz頻段的單端口矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，體積小巧便于攜帶，能夠準(zhǔn)確的測量被測器件的阻抗，反射損耗，駐波比等參數(shù)。該網(wǎng)絡(luò)分析儀測量的數(shù)值與AV3656A矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量的數(shù)值基本吻合，阻抗誤差不超過2%。對(duì)網(wǎng)絡(luò)分析儀廣泛應(yīng)用在無線通信領(lǐng)域有一定指導(dǎo)意義。

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