鄭相全，張先祿，楊婷婷，吳玉成

(1.軍事科學(xué)院系統(tǒng)工程研究院，北京 100141；2.信息管理中心，北京100034；3.重慶大學(xué) 通信工程學(xué)院，重慶 400044)

0 引言

在直接序列擴(kuò)頻通信(Direct Sequence Spread Spectrum，DSSS)系統(tǒng)中，工業(yè)干擾、臨近電臺(tái)信號(hào)輻射和人為干擾等情況普遍存在，在擴(kuò)頻通信頻段內(nèi)形成窄帶干擾(Narrow-band Interference，NBI)。雖然DSSS系統(tǒng)具備一定的抗干擾能力，但強(qiáng)干擾背景下系統(tǒng)性能將急劇下降。研究超過擴(kuò)頻增益的窄帶干擾抑制技術(shù)[1-2]是DSSS系統(tǒng)應(yīng)用中的重要話題。

常用擴(kuò)頻系統(tǒng)窄帶自適應(yīng)干擾抑制技術(shù)有變換域和時(shí)域2種。其中變換域方法[3-4]通常采用頻域方法，通過快速傅里葉變換(Fast Fourier Transformation，F(xiàn)FT)處理獲得接收信號(hào)中的窄帶干擾信息，通過特定算法在頻域消除干擾。但頻域消除窄帶干擾的缺陷是計(jì)算復(fù)雜度高、存儲(chǔ)空間和計(jì)算延時(shí)較大，不能跟蹤頻率快速變化的窄帶干擾[5]，同時(shí)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行時(shí)域加窗處理會(huì)帶來頻譜泄漏等不良影響[6-7]，致使干擾無法完全消除。且在沒有窄帶干擾的情況下，引入頻域處理會(huì)帶來較大固有損耗。

時(shí)域方法[8-9]利用擴(kuò)頻信號(hào)和窄帶干擾可預(yù)測(cè)性(即相關(guān)性)差異，估計(jì)出干擾信號(hào)，再?gòu)慕邮招盘?hào)中減去預(yù)測(cè)的干擾信號(hào)，達(dá)到抑制干擾的目的?，F(xiàn)有時(shí)域消除窄帶干擾方法的信號(hào)預(yù)測(cè)采用自適應(yīng)濾波算法[10-11]來實(shí)現(xiàn)，通常采用最小均方誤差(Least-Mean-Square，LMS)算法或遞歸最小均方誤差(Reiterative Least-Squares，RLS)算法及其改進(jìn)算法。其中基于LMS算法[12-13]的窄帶干擾抑制方案便于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，缺點(diǎn)是迭代次數(shù)較多，基于RLS算法窄帶干擾抑制方案收斂較快，但計(jì)算較復(fù)雜。

時(shí)域窄帶干擾抑制方案通常采用等間隔橫向?yàn)V波器，但抑制能力有限，為了進(jìn)一步提高對(duì)不同窄帶干擾的抑制能力，本文提出變抽頭間隔的實(shí)現(xiàn)方案。由于變抽頭間隔方案實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，所以設(shè)計(jì)能夠適應(yīng)多種干擾模式且階數(shù)較低的濾波器用于窄帶干擾抑制，是變抽頭間隔方案工程實(shí)現(xiàn)中亟待解決的重要問題。本文結(jié)合實(shí)際應(yīng)用，設(shè)計(jì)了一種易于FPGA實(shí)現(xiàn)、固有損耗低的時(shí)域自適應(yīng)窄帶干擾抑制方法，并通過軟件仿真和實(shí)際硬件測(cè)試驗(yàn)證了其可行性。

1 時(shí)域窄帶干擾抑制原理

擴(kuò)頻系統(tǒng)的寬帶頻譜內(nèi)，擴(kuò)頻信號(hào)與窄帶干擾具有不同自相關(guān)特性[14-15]。寬帶擴(kuò)頻信號(hào)的自相關(guān)特性相當(dāng)于高斯白噪聲，而窄帶干擾信號(hào)自相關(guān)性較強(qiáng)，可以被預(yù)測(cè)。基于自適應(yīng)濾波原理[16]，可從接收到的當(dāng)前信號(hào)預(yù)測(cè)出下一時(shí)刻窄帶干擾信號(hào)，再用后一時(shí)刻接收信號(hào)減去當(dāng)前時(shí)刻干擾預(yù)測(cè)值，實(shí)現(xiàn)窄帶干擾抑制。時(shí)域窄帶干擾抑制原理如圖1所示。

圖1 時(shí)域窄帶干擾抑制原理

2 不等抽頭間隔時(shí)域窄帶干擾抑制

通常時(shí)域抗窄帶干擾的橫向?yàn)V波器抽頭間隔為碼片周期的整數(shù)倍或者小數(shù)倍[17-18]，在實(shí)際工程中，一般取數(shù)據(jù)采樣周期的整數(shù)倍。

設(shè)2N+1階橫向?yàn)V波器的輸入為x(t)，輸出為y(t)，第i個(gè)抽頭的系數(shù)為ci，延遲間隔為τi=k·TS，i=1，2，…，2N+1，TS為采樣周期，k為延遲的采樣時(shí)鐘數(shù)。則

(1)

從頻域特性的角度進(jìn)行分析，若τi為某一固定值τD，即抽頭間隔相同，則

(2)

由式(2)可以看出，抽頭延遲間隔所產(chǎn)生的傅里葉變換項(xiàng)e-jωτD不對(duì)最終頻譜成型起決定作用，濾波器頻率響應(yīng)僅依賴于抽頭系數(shù)和輸入信號(hào)，涵蓋的頻率特性比較單一。因此，等抽頭間隔濾波器的濾波效果需要足夠的階數(shù)支撐，即抽頭延遲個(gè)數(shù)很大。理論上，一個(gè)抽頭數(shù)無限的等間隔預(yù)測(cè)濾波器，可消除所有窄帶干擾影響，但實(shí)際工程中的抽頭數(shù)量總會(huì)受到限制。另外，在工程實(shí)現(xiàn)時(shí)，由于等抽頭間隔濾波器采樣位置不變，從而導(dǎo)致時(shí)域信息存在著不完整性。

為此，本文提出將τi設(shè)定為變化值，則式(2)變?yōu)椋?/p>

(3)

由式(3)可以看出，τi為變化值時(shí)，濾波器的頻率響應(yīng)不但受抽頭系數(shù)和輸入信號(hào)影響，而且還與抽頭間隔值有關(guān)；傅里葉變換項(xiàng)是對(duì)多個(gè)頻率特性的綜合，包含的頻率特性更全面，即不等抽頭間隔濾波器較等抽頭間隔濾波器的頻譜特性更適于窄帶干擾預(yù)測(cè)與抑制。另外，由于不等抽頭間隔濾波器使延遲取樣點(diǎn)更為分散，所包含的時(shí)域信息更全面，因而達(dá)到同樣的窄帶干擾抑制能力時(shí)，不等抽頭間隔濾波器所需階數(shù)遠(yuǎn)小于等抽頭間隔濾波器所需的階數(shù)。

對(duì)于不等抽頭間隔濾波器，抽頭間隔和階數(shù)設(shè)計(jì)是關(guān)鍵技術(shù)之一。根據(jù)相關(guān)定理，抽頭間隔按照遞增素?cái)?shù)的規(guī)律設(shè)計(jì)，其窄帶干擾抑制效果易達(dá)到最佳。另外，鑒于LMS算法簡(jiǎn)單、運(yùn)算量小、收斂性能穩(wěn)定和易于FPGA實(shí)現(xiàn)，本文選取LMS算法作為變抽頭間隔濾波器自適應(yīng)算法。

基于上述思想，結(jié)合仿真技術(shù)，本文基于DSSS系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一種不等抽頭間隔的橫向?yàn)V波，如圖2所示。各抽頭采樣間隔依次為1和遞增素?cái)?shù)(2，3，5，7，11，13等)，濾波器階數(shù)選為7階，自適應(yīng)算法為L(zhǎng)MS。

經(jīng)計(jì)算與實(shí)現(xiàn)，圖2所示的設(shè)計(jì)方案總計(jì)需要14個(gè)乘法運(yùn)算和8個(gè)加法運(yùn)算，不僅運(yùn)算量小，而且復(fù)雜度低。

圖2 不等間隔DSSS系統(tǒng)時(shí)域窄帶干擾抑制原理

3 性能仿真

采用本文設(shè)計(jì)方法，對(duì)其抗窄帶干擾能力進(jìn)行驗(yàn)證。DSSS系統(tǒng)為128倍擴(kuò)頻，調(diào)制方式為差分格雷映射QPSK、射頻帶寬10 MHz。干擾類型有單頻干擾、雙音干擾、調(diào)相QPSK單窄帶干擾以及多窄帶干擾4種情況，其中多窄帶干擾包含調(diào)相QPSK窄帶干擾和調(diào)頻CPFSK窄帶干擾。仿真中未考慮信道編譯碼。

針對(duì)采用等間隔抽頭和不等間隔預(yù)測(cè)濾波器2種情況，對(duì)DSSS通信系統(tǒng)誤碼率進(jìn)行對(duì)比，結(jié)果如圖3～圖6所示。圖3的單音干擾可位于擴(kuò)頻信號(hào)帶寬內(nèi)任意位置，信干比設(shè)置為-48 dB。圖4的雙音干擾分開的2個(gè)單音干擾，一個(gè)信干比為-32 dB，一個(gè)為-35 dB，總信干比為-37 dB。圖5的調(diào)相干擾采用QPSK已調(diào)信號(hào)，其帶寬為擴(kuò)頻信號(hào)的10%，信號(hào)比為-36 dB。圖6的多窄帶干擾包括：一個(gè)調(diào)相干擾，帶寬占總帶寬5%，信干比為-24 dB；2個(gè)調(diào)頻干擾，帶寬都為總帶寬5%，信干比均為-25 dB；多個(gè)窄帶干擾不重疊，總信干比-29 dB。

圖3 單頻干擾抑制后系統(tǒng)誤碼性能

圖4 雙音干擾抑制后系統(tǒng)誤碼性能

圖5 調(diào)相干擾抑制后系統(tǒng)誤碼性能

圖6 多窄帶干擾抑制后系統(tǒng)誤碼性能

由圖3～圖6可知，無論系統(tǒng)面臨何種干擾，不等抽頭間隔結(jié)構(gòu)對(duì)系統(tǒng)性能的改善都優(yōu)于等抽頭間隔結(jié)構(gòu)。由圖3可見，當(dāng)干擾為最常見的單頻干擾時(shí)，可對(duì)抗的信干比達(dá)到-48 dB，扣除擴(kuò)頻增益21 dB，可額外獲得27 dB抗窄帶干擾能力。由圖6可見，多窄帶干擾時(shí)，本方案抗干擾能力降低，這是因?yàn)槎嗾瓗Ц蓴_信號(hào)的統(tǒng)計(jì)特性時(shí)域預(yù)測(cè)較困難，此時(shí)，相對(duì)頻域處理，時(shí)域預(yù)測(cè)不占優(yōu)勢(shì)。

4 實(shí)測(cè)驗(yàn)證

基于本文方案，在FPGA上實(shí)現(xiàn)了窄帶干擾抑制模塊，DSSS系統(tǒng)參數(shù)與仿真部分一致，AD變換器位數(shù)為12位，LMS內(nèi)部運(yùn)算采用24位數(shù)據(jù)。在Stratix III EP3SE50芯片上，本模塊共使用28個(gè)DSP單元(每個(gè)乘法運(yùn)算占用2個(gè)DSP單元)，1 490個(gè)邏輯單元，241 744個(gè)存儲(chǔ)單元，總體資源占用很少。

在保證系統(tǒng)正常工作前提下，對(duì)系統(tǒng)抗窄帶干擾能力進(jìn)行實(shí)測(cè)，結(jié)果如表1所示。單頻干擾頻率為DSSS通信系統(tǒng)射頻帶內(nèi)任意頻點(diǎn)，調(diào)相窄帶干擾帶寬占信號(hào)總擴(kuò)頻帶寬的10%，中心頻率為系統(tǒng)中心頻率。

表1 抗干擾性能測(cè)試結(jié)果 (dB)

下面對(duì)抗窄帶干擾性能極限進(jìn)行分析。DSSS系統(tǒng)通常只需保證3～4 bit有效數(shù)據(jù)即可實(shí)現(xiàn)正常通信，再扣取1 bit符號(hào)位，采用12位AD采樣時(shí)，可有7～8 bit數(shù)據(jù)用于對(duì)抗干擾，總體信干比可達(dá)-42～-48 dB。128倍擴(kuò)頻系統(tǒng)12 bit采樣時(shí)，最大抗窄帶干擾能力提升為27 dB。綜上，提高抗干擾能力可從以下方面著手：一是增加AD采樣位數(shù)，二是優(yōu)化電路板設(shè)計(jì)，最大限度地降低PCB板的底部噪聲。射頻端未加入窄帶干擾時(shí)，針對(duì)抗窄帶干擾模塊給DSSS通信系統(tǒng)帶來的損耗進(jìn)行測(cè)試。結(jié)果顯示，對(duì)接收靈敏度影響小于1 dB。

5 結(jié)束語

DSSS系統(tǒng)中存在超過擴(kuò)頻增益的窄帶干擾時(shí)，將導(dǎo)致系統(tǒng)無法工作。實(shí)際應(yīng)用中，要求抗窄帶干擾技術(shù)能快速適應(yīng)復(fù)雜干擾模式、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度較低，且固有損耗小?；诓坏瘸轭^間隔濾波器的時(shí)域窄帶干擾抑制方法，利用經(jīng)不同延遲的多個(gè)抽頭輸出，實(shí)現(xiàn)對(duì)復(fù)雜模式干擾的快速估計(jì)，且所需階數(shù)較少。后續(xù)可利用非線性自適應(yīng)算法進(jìn)一步提升估計(jì)收斂速度和估計(jì)精度。

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