袁建飛， 朱熀秋， 趙玉亮， 丁 泉

(江蘇大學電氣信息工程學院， 江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

一種新型雙三相無軸承永磁同步電機結(jié)構(gòu)原理及控制研究

袁建飛， 朱熀秋， 趙玉亮， 丁 泉

(江蘇大學電氣信息工程學院， 江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

針對傳統(tǒng)無軸承永磁同步電機內(nèi)部兩套繞組結(jié)構(gòu)復(fù)雜、可靠性低等缺點，提出了一種新型雙三相繞組結(jié)構(gòu)的無軸承永磁同步電機。電機采用分布式繞組結(jié)構(gòu)并分為兩個空間對稱的獨立三相繞組單元，通過兩個三相逆變器在兩個繞組單元中同時通入兩組不同序列的電流實現(xiàn)電機的無軸承運行。推導(dǎo)了懸浮力與轉(zhuǎn)矩數(shù)學模型。在Ansoft中建立有限元模型，分析了電機在兩組電流控制下的磁場分布狀況，分別計算了懸浮力與轉(zhuǎn)矩隨電流變化的關(guān)系，以及偏心磁拉力與轉(zhuǎn)子偏移量的關(guān)系，仿真模型計算結(jié)果與理論模型計算結(jié)果基本吻合。建立了一種控制電機對稱相電流不平衡的控制策略，將電機等效為兩個普通三相電機，兩個電機控制部分中的空間矢量脈寬調(diào)制模塊SVM所需的信號由轉(zhuǎn)矩電流參考值和懸浮力電流參考值合成再調(diào)制得到。采用Matlab軟件構(gòu)建了仿真系統(tǒng)，仿真結(jié)果表明，本文提出的雙三相無軸承永磁同步電機在該控制策略下能夠?qū)崿F(xiàn)轉(zhuǎn)子的高速旋轉(zhuǎn)與穩(wěn)定懸浮。

無軸承電機； 雙三相繞組結(jié)構(gòu)； 結(jié)構(gòu)原理； 有限元分析； 控制策略

1 引言

隨著科學技術(shù)的發(fā)展，各工業(yè)對現(xiàn)代永磁電機的設(shè)計與應(yīng)用要求越來越高，既要滿足高轉(zhuǎn)速特性、高功率因數(shù)，又要具有無污染、無噪聲、壽命長等特點。由于無軸承電機具有轉(zhuǎn)速高、無磨損、無潤滑等優(yōu)勢，越來越受到工業(yè)界的關(guān)注，其在醫(yī)藥制造、半導(dǎo)體制造、高速離心機、電動汽車飛輪儲能、航空航天等特殊電氣傳動領(lǐng)域具有廣泛的應(yīng)用前景[1]。傳統(tǒng)的無軸承電機定子側(cè)都是嵌有兩套繞組，即轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮力繞組，分別注入轉(zhuǎn)矩電流和懸浮力電流產(chǎn)生極對數(shù)相差為1的磁場，以提供足夠的轉(zhuǎn)矩和穩(wěn)定的懸浮力[2]。但兩套繞組繞制方向和疊繞位置相對嚴格的限制，增加了電機結(jié)構(gòu)設(shè)計和加工工藝的復(fù)雜性，且增大了電機定子側(cè)的功率損耗[3]。

針對傳統(tǒng)雙繞組無軸承電機存在的以上缺點，許多國內(nèi)外學者對此進行了大量的研究，嘗試簡化無軸承電機內(nèi)部結(jié)構(gòu)，降低其功率損耗和成本，提高電機運行的可靠性。其中，文獻[4,5]提出了一種無軸承單相薄片電機，采用四個集中式繞組通入兩組電流產(chǎn)生懸浮力和轉(zhuǎn)矩，并對其控制方式進行了研究，實現(xiàn)了電機基于功率最優(yōu)電流控制策略的無軸承運行。該電機雖然簡化了內(nèi)部結(jié)構(gòu),但啟動轉(zhuǎn)矩較低且懸浮力波動較大，只能應(yīng)用在對啟動轉(zhuǎn)矩和懸浮力要求不高的場合。文獻[6,7]提出了一種新型繞組結(jié)構(gòu)的無軸承永磁電機，分別分析了該電機利用徑向氣隙控制軸向磁通產(chǎn)生軸向懸浮力和利用徑向氣隙控制徑向磁通產(chǎn)生徑向懸浮力的工作原理。這種結(jié)構(gòu)形式使得電機只能適用于小尺寸小功率場合，對電極設(shè)計精度及繞組安排要求很高，盡管結(jié)構(gòu)簡單，但加工難度并未降低。文獻[8]提出了一種采用中點電流注入法來減小懸浮力脈動的新型無軸承永磁同步電機，該結(jié)構(gòu)使得氣隙磁場的一側(cè)磁密強度改變,而保持另一側(cè)磁密強度不變,從而打破氣隙平衡磁場達到使轉(zhuǎn)子懸浮的目的。由于這種懸浮方式只改變一側(cè)的磁密強度，造成懸浮力減小了一半，使得電機懸浮性能不高。文獻[9]提出了一種采用橋式繞組結(jié)構(gòu)的無軸承永磁電機，能夠消除繞組內(nèi)的感應(yīng)電壓，但電機需要三個隔離功率源的單相逆變器提供懸浮力電流，使得控制較為復(fù)雜，成本提高。文獻[10,11]利用多相電機諧波豐富的特點提出了一種單繞組五相無軸承電機，基于特定的電機結(jié)構(gòu)控制基波產(chǎn)生1對極磁場，控制2次諧波產(chǎn)生2對極磁場，從而產(chǎn)生穩(wěn)定的懸浮力。盡管電機采用多相繞組，但并沒有實現(xiàn)電機的容錯性能，增加了電機設(shè)計與控制成本。文獻[12,13]提出了一種采用六相系統(tǒng)的單繞組無軸承薄片電機，能夠?qū)崿F(xiàn)無軸承電機的容錯功能，并對其功率系統(tǒng)進行研究和設(shè)計。文獻[14,15]提出一種外轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)、額定功率為300W的無軸承永磁電機，通過驅(qū)動轉(zhuǎn)矩電流與懸浮力電流的疊加控制6個電樞齒上的繞組，永磁體采用8對極使得電磁轉(zhuǎn)矩的輸出達到最優(yōu)。文獻[12-15]的兩種電機采用集中式繞組結(jié)構(gòu)，相比較分布式繞組結(jié)構(gòu)，電機存在著振動較高、噪聲較大的缺點。文獻[16]提出一種交替極分段式無軸承電機，其中定子鐵心分為獨立的4個部分，電磁轉(zhuǎn)矩由4個分離部分合成產(chǎn)生，懸浮力的生成原理類似于傳統(tǒng)的電磁軸承。

本文提出一種新型雙三相無軸承永磁同步電機分布式繞組拓撲結(jié)構(gòu)，采用隔離中性線的連接方式將電機內(nèi)的繞組構(gòu)成兩個空間對稱的獨立三相繞組單元，由兩個傳統(tǒng)的三相逆變器分別在兩個三相繞組單元內(nèi)同時通入兩組不同序列的電流打破電機內(nèi)的磁場平衡，通過調(diào)節(jié)兩組電流的幅值與相位可以控制轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力，從而實現(xiàn)電機的無軸承運行。盡管依然采用了兩套繞組，但制作工藝與普通電機類似，電機結(jié)構(gòu)設(shè)計的復(fù)雜性大大減小，且無需加入雙繞組結(jié)構(gòu)所必需的繞組間絕緣材料，使得成本降低，更有利于磁懸浮電機的產(chǎn)業(yè)化。同時為簡化控制策略，建立了一種控制電機對稱相電流不平衡的控制策略，即將電機等效為兩個普通三相電機，轉(zhuǎn)矩電流參考值與懸浮力電流參考值經(jīng)合成后，再調(diào)制得到每個三相電機單元所需要的參考電壓。

2 雙三相無軸承永磁同步電機結(jié)構(gòu)與工作原理

圖1(a)為傳統(tǒng)的雙繞組無軸承永磁電機繞組結(jié)構(gòu)。電機定子側(cè)嵌有兩套繞組(轉(zhuǎn)矩繞組和懸浮力繞組)，其中轉(zhuǎn)矩繞組產(chǎn)生與永磁體極對數(shù)相同的磁場來獲得電磁轉(zhuǎn)矩，懸浮力繞組產(chǎn)生與轉(zhuǎn)矩磁場極對數(shù)相差為1的磁場，兩者共同作用產(chǎn)生可控懸浮力。由于電機的無軸承運行需要兩套繞組共同作用實現(xiàn)，繞組占用更多的空間，不可避免地造成電機內(nèi)部繞組結(jié)構(gòu)復(fù)雜，損耗增大。

圖1(b)為本文提出的雙三相無軸承永磁同步電機的繞組結(jié)構(gòu)。它通過在一臺24槽定子結(jié)構(gòu)的普通永磁同步電機內(nèi)嵌入兩個獨立的三相繞組單元，然后在兩個三相繞組單元內(nèi)同時通入兩組不同序列的電流共同產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩與懸浮力。其中一組電流為轉(zhuǎn)矩電流，用以產(chǎn)生2對極磁場與永磁轉(zhuǎn)子作用生成電磁轉(zhuǎn)矩。另一組電流為懸浮力電流，用以產(chǎn)生1對極磁場以打破氣隙內(nèi)的平衡磁場，從而生成可控徑向懸浮力。從結(jié)構(gòu)上看，圖1(b)所示的新型雙三相無軸承永磁電機可視為雙Y移180°的普通雙三相永磁同步電機[17,18]。同傳統(tǒng)的雙繞組無軸承電機一樣，所提出的電機同樣需要兩個三相逆變器為其供電。

圖1 傳統(tǒng)雙繞組與新型雙三相無軸承永磁電機Fig.1 Traditional double windings and novel dual three-phase bearingless motor

圖2為新型雙三相無軸承永磁同步電機結(jié)構(gòu)剖面圖。電機轉(zhuǎn)子上的永磁體采用平行充磁4極表貼式結(jié)構(gòu)[19]。6相定子繞組分布在24個定子槽內(nèi)，每相繞組占4個槽，每三相繞組組成1組獨立的繞組單元。其中{A 相，B 相，C相}為第一組三相繞組單元，相與相之間的分布空間上相差120°，{U 相，V 相，W 相}為第二組三相繞組單元，相與相之間的分布空間上也相差120°。每組三相繞組單元中的各相繞組依次排列，分布在定子圓周的一側(cè)，使得兩組三相繞組單元空間上相差180°，在定子機械空間中呈鏡像分布。即對應(yīng)相A相與U相、B相與V相、C相與W相在空間上呈對立分布。

圖2 新型雙三相無軸承永磁同步電機Fig.2 Novel dual three-phase bearingless permanent magnet motor

圖1(b) 電機剖面內(nèi)?表示電流流入平面，?表示電流流出平面。因此當給該電機注入轉(zhuǎn)矩電流時，同屬于一組三相繞組單元中的各相繞組的電流相位相差120°，兩組三相繞組單元中的繞組對應(yīng)相相位相同。當給該電機注入懸浮力電流時，同屬于一組三相繞組單元中的各相繞組的電流相位同樣相差120°，但兩組三相繞組單元中的繞組對應(yīng)相相位相差180°。同時為保證兩個磁場的旋轉(zhuǎn)方向一致，每相繞組的電流方程應(yīng)為：

(1)

式中，it(A-W)為每相繞組轉(zhuǎn)矩電流；is(A-W)為每相繞組懸浮力電流；It與Is分別表示兩組電流的幅值；ω為繞組轉(zhuǎn)矩和懸浮力電流的電角頻率。

（4）壁水蘊德星君，司圖書，驚墊日紏稠梗治。（《太上說玄天大聖真武本傳神呪妙經(jīng)註》卷一，《中華道藏》30/533）

(2)

3 系統(tǒng)數(shù)學模型

3.1 徑向懸浮力數(shù)學模型

新型雙三相無軸承永磁同步電機轉(zhuǎn)子懸浮所需要的徑向力可以通過麥克斯韋張量法求得[20]。設(shè)電機中氣隙磁密為B，真空磁導(dǎo)率為μ0，則作用在轉(zhuǎn)子表面dS面積上的麥克斯韋力為：

(3)

電機的氣隙磁密B分為轉(zhuǎn)矩電流與永磁體等效電流產(chǎn)生的氣隙磁密Bt和懸浮力電流產(chǎn)生的氣隙磁密Bs：

(4)

式中，μ、λ分別為兩組電流產(chǎn)生磁場對應(yīng)磁密的初始相位；θ為氣隙圓周的空間角度。則作用在轉(zhuǎn)子表面單位圓并沿X、Y軸方向上的徑向懸浮力Fx、Fy分別為：

(5)

式中，l為電機轉(zhuǎn)子鐵心有效長度；r為轉(zhuǎn)子半徑。

由于6相系統(tǒng)氣隙磁動勢基波幅值可以由線圈匝數(shù)和繞組電流表示，則電機氣隙中基波磁動勢f(θ)大小為：

(6)

式中，N為繞組每相串聯(lián)有效匝數(shù)；ke為繞組系數(shù)；Itr為轉(zhuǎn)矩電流與永磁體合成等效電流幅值；Is為懸浮力電流幅值。

(7)

電機磁通密度與氣隙磁動勢的關(guān)系式為：

(8)

將式(6)～式(8)代入式(5)中進行積分，即

(9)

假定轉(zhuǎn)子偏心位移遠小于氣隙長度，通過簡化式(9)，并將電流矢量轉(zhuǎn)化到dq同步坐標系下，推導(dǎo)得出轉(zhuǎn)子沿X、Y軸方向上的徑向懸浮力，并用矩陣表示為[21]：

(10)

式中，isd、isq分別為同步坐標系下繞組懸浮力電流dq軸分量；itd、itq分別為同步坐標系下繞組轉(zhuǎn)矩電流dq軸分量；ird為同步坐標系下永磁轉(zhuǎn)子電流等效d軸分量。

當轉(zhuǎn)子偏心時由于氣隙不均勻造成偏心磁拉力，其表達式為：

(11)

式中，k為與電機結(jié)構(gòu)有關(guān)的比例系數(shù)。

假定轉(zhuǎn)子質(zhì)量為m，轉(zhuǎn)子的中心在徑向懸浮力Fx、Fy、外在干擾力Fzx、Fzy和偏心磁拉力Fsx、Fsy的共同作用下運動，其位移方程為：

(12)

3.2 轉(zhuǎn)矩數(shù)學模型

雙三相無軸承永磁同步電機轉(zhuǎn)矩系統(tǒng)數(shù)學模型與普通永磁同步電機相同。但由于電機可分為兩個標準對稱的三相電機單元，因此電壓方程可等效為兩個三相電機來建立，其在dq同步坐標系下的數(shù)學模型如下：

(13)

磁鏈方程為：

(14)

在同步坐標系下的電磁轉(zhuǎn)矩方程為：

(ψr+ψd(UVW))iq(UVW)-id(UVW)ψq(UVW)]

(15)

旋轉(zhuǎn)運動方程為：

(16)

式中，Udq(ABC)、Udq(UVW)分別為同步坐標系下的兩個三相繞組單元電壓；idq(ABC)、idq(UVW)分別為同步坐標系下的兩個三相繞組單元電流；ψdq(ABC)、ψdq(UVW)分別為同步坐標系下的兩個三相繞組單元磁鏈；Rs為電機內(nèi)阻；ψr為永磁轉(zhuǎn)子產(chǎn)生的磁鏈；p為微分算子；ωr為轉(zhuǎn)子角速度；Ld、Lq為同步坐標系下的dq軸電感；J為轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動慣量；Te、TL分別為電機電磁轉(zhuǎn)矩和負載轉(zhuǎn)矩；P為轉(zhuǎn)子極對數(shù)。

4 基于Ansoft對電機模型有限元分析

模型仿真參數(shù)如表1所示，采用Ansoft Maxwell 12有限元電磁分析軟件對提出的雙三相無軸承永磁同步電機建立仿真分析模型[22,23]。

表1 雙三相無軸承永磁同步電機模型參數(shù)Tab.1 Parameters of dual three-phase bearingless permanent magnet motor

圖3(a)為雙三相無軸承永磁同步電機分析模型內(nèi)只通入8A轉(zhuǎn)矩電流，不通入懸浮力電流時的磁力線分布圖，此時電機內(nèi)部磁場呈2對極分布，永磁體充磁后電機只輸出電磁轉(zhuǎn)矩。圖3(b)為電機分析模型內(nèi)只通入8A懸浮力電流，不通入轉(zhuǎn)矩電流時的磁力線分布圖，此時磁力線呈1對極分布，與圖3(a)所示磁場極對數(shù)相差1。圖3(c)為電機分析模型內(nèi)同時通入8A轉(zhuǎn)矩電流和3A懸浮力電流時的合成磁力線分布，由于兩組電流產(chǎn)生的磁場相互疊加，從而使電機內(nèi)部氣隙磁通密度發(fā)生變化，磁力線雖呈2對極分布，但可以看出電機在X軸負方向上的磁通密度較大，而X軸正方向的磁通密度較小，根據(jù)麥克斯韋力產(chǎn)生原理，可知電機產(chǎn)生了沿X軸負方向的徑向懸浮力。

圖3 通入各電流分量時的磁通分布Fig.3 Flux distribution in each current component

由于在傳統(tǒng)的雙繞組無軸承永磁電機研究領(lǐng)域中，為簡化計算，通常將永磁體等效為電機轉(zhuǎn)矩繞組上的等效電流。因此，在分析或計算該雙三相無軸承永磁同步電機時，也通常將永磁體等效為繞組通入的轉(zhuǎn)矩電流。圖4為有限元分析值和理論計算值。

圖4 有限元分析值和理論計算值Fig.4 Finite element analysis and theoretical calculation

圖4(a)為直接用永磁體進行有限元分析和采用永磁體等效電流進行理論計算的情況下，可控徑向懸浮力與懸浮力電流的關(guān)系曲線對比?？梢钥闯?，有限元分析和理論計算得到的徑向懸浮力合力與懸浮力電流的關(guān)系曲線基本吻合時，表明數(shù)學模型是比較準確的。圖4(b)為在不通入電流時直接用永磁體有限元分析和采用永磁體等效電流理論計算的情況下，雙三相無軸承電機偏心磁拉力與轉(zhuǎn)子偏移量之間的關(guān)系曲線對比，兩者都近似地呈線性關(guān)系且結(jié)果幾乎一致。表明轉(zhuǎn)子偏心時，由于氣隙的不均勻會產(chǎn)生偏心磁拉力且兩者呈正比關(guān)系，同時證明了數(shù)學模型的正確性。圖4(c)為雙三相無軸承電機在始終通入2A懸浮力電流時直接用永磁體有限元分析和采用永磁體等效電流理論計算的情況下，得出的電磁轉(zhuǎn)矩與轉(zhuǎn)矩電流大小的關(guān)系曲線對比?？芍蓱腋×﹄娏鞣岛拖辔豢梢源_定唯一方向的穩(wěn)定懸浮力，且對電磁轉(zhuǎn)矩不會造成影響。

5 控制系統(tǒng)的設(shè)計及仿真

圖5 雙三相無軸承永磁同步電機控制系統(tǒng)框圖Fig.5 Control system of dual three-phase bearingless motor

懸浮力控制部分是將X、Y軸的轉(zhuǎn)子位置指令值分別與實際位移值比較后得到位移差值，經(jīng)PID調(diào)制后生成懸浮力參考值，然后通過力與電流變換模塊生成同步坐標系下懸浮力電流參考值，得到的參考值分別與兩個三相電機單元中的轉(zhuǎn)矩電流參考值做和值與差值，再與實時反饋的電流值比較后經(jīng)PI調(diào)制得到氣隙磁場所需要的電壓參考值，采用空間矢量脈寬調(diào)制模塊SVM調(diào)制，實現(xiàn)雙三相無軸承永磁電機轉(zhuǎn)矩與懸浮力的同步控制。

根據(jù)圖5的控制框圖在Matlab軟件中搭建其仿真模型。仿真采用的雙三相無軸承永磁同步電機的參數(shù)為：永磁體為2對極，轉(zhuǎn)子質(zhì)量m=2.625kg，轉(zhuǎn)動慣量J=0.002kg·m2，每相繞組匝數(shù)35匝，轉(zhuǎn)子的初始位置x=-0.45mm，y=-0.2mm。仿真結(jié)果如圖6所示，仿真時間為0.2s。

圖6 雙三相無軸承永磁電機控制系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of control system of dual three-phase bearingless motor

圖6(a)為電機由空載啟動加速至給定轉(zhuǎn)速8000r/min的轉(zhuǎn)速響應(yīng)曲線，調(diào)節(jié)時間大約為0.075s；圖6(b)為轉(zhuǎn)矩動靜態(tài)響應(yīng)曲線。電機空載起動，0.075s轉(zhuǎn)速穩(wěn)定后轉(zhuǎn)矩跳變?yōu)榱悖?.12s時突加3N·m的負載轉(zhuǎn)矩?？梢钥闯?，轉(zhuǎn)矩變量能迅速達到設(shè)定值，轉(zhuǎn)子系統(tǒng)依然具有良好的動、靜態(tài)性能。

圖6(c)和圖6(d)分別為X、Y軸徑向位移曲線。轉(zhuǎn)子質(zhì)心起始位置x、y值設(shè)為-0.45mm、-0.2mm， 轉(zhuǎn)子給定位置x、y值都設(shè)為0?？梢钥闯觯灰普{(diào)節(jié)時間約為0.03s；在0.12s轉(zhuǎn)矩突變時，X、Y軸徑向位移曲線也幾乎沒有受到影響。

圖7給出了轉(zhuǎn)子起浮軌跡圖。起動時，由于重力作用，轉(zhuǎn)子質(zhì)心由起始位置快速移動，然后沿著鐘擺形運動軌跡逐漸逼近平衡位置，經(jīng)過0.03s，轉(zhuǎn)子最終處于平衡位置，保證了電機轉(zhuǎn)子的快速穩(wěn)定懸浮。最終仿真結(jié)果表明，新型的雙三相無軸承永磁同步電機能夠?qū)崿F(xiàn)轉(zhuǎn)矩的快速響應(yīng)和轉(zhuǎn)子的穩(wěn)定懸浮。

圖7 轉(zhuǎn)子起浮軌跡圖Fig.7 Rotor trajectory

圖8為電機開始運行時，轉(zhuǎn)子在X軸和Y軸正方向始終存在20N干擾力，繞組A相和U相在一段時間內(nèi)的電流值。當電機空載時，與普通電機一樣，各相電流幅值相等，但轉(zhuǎn)子受到某一方向干擾力后，電機繞組A相和U相電流幅值會變得不等，由此說明電機定子內(nèi)的氣隙磁場在整個圓周內(nèi)是不平衡的，能夠產(chǎn)生確定的徑向懸浮力。

圖8 A相與U相繞組電流Fig.8 Phase A and phase U winding current

6 結(jié)論

新型雙三相無軸承永磁同步電機采用分布式繞組結(jié)構(gòu)，分為兩個空間對稱的獨立三相繞組單元，通過兩臺三相逆變器在兩個繞組單元中通入兩組電流，實現(xiàn)兩套繞組控制電機電磁轉(zhuǎn)矩和徑向懸浮力。它不僅具有傳統(tǒng)雙繞組無軸承電機的優(yōu)點，也使得電機內(nèi)部結(jié)構(gòu)更加簡單，定子側(cè)功率損耗變小。

本文利用有限元軟件分析了新型電機產(chǎn)生的徑向懸浮力、偏心磁拉力與電磁轉(zhuǎn)矩，仿真結(jié)果與數(shù)學模型理論計算結(jié)果基本一致，驗證了數(shù)學模型的正確性。同時建立了一種控制電機對稱相電流不平衡的控制策略，即將電機等效為兩個普通三相電機，轉(zhuǎn)矩電流參考值與懸浮力電流參考值經(jīng)合成后再調(diào)制得到每個三相電機單元所需要的參考電壓，從而控制兩個三相電機共同提供轉(zhuǎn)矩與懸浮力。由于電機轉(zhuǎn)矩部分可以等效為速度與電流的雙閉環(huán)控制，懸浮力部分可以等效為位移與電流的雙閉環(huán)控制，因此轉(zhuǎn)子系統(tǒng)的動、靜態(tài)響應(yīng)較為快速。利用Matlab軟件對雙三相無軸承永磁同步電機的磁場定向控制進行了仿真，其結(jié)果表明該電機能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定的懸浮和獲得良好的調(diào)速性能。

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Structure principle and control of novel dual three-phase bearingless permanent magnet synchronous motor

YUAN Jian-fei, ZHU Huang-qiu, ZHAO Yu-liang, DING Quan

(School of Electrical and Information Engineering, Jiangsu University, Zhenjiang 212013, China)

In view of the disadvantages of complex structure and low reliability of double winding bearingless motor, a novel bearingless permanent magnet synchronous machine with dual three-phase windings topology is proposed. The structure of this motor with distributed winding is divided into two independent and symmetrical three-phase winding units. Currents of two different sequences are fed at the same time into two winding units by using two three-phase inverters to achieve the operation of bearingless motor. And mathematical models of the torque and radial suspension force are deduced. The gap magnetic flux distribution of motor are studied under two groups of current control using finite element method. The finite element analysis results of radial suspension force, torque and eccentricity magnetic force are compared with theoretical calculation results. In addition, a control strategy of supplying unbalanced phase current for controlling the motor is proposed. The motor coils are equivalent to two ordinary three phase motor, and the signals of SVM are synthesized by the reference values of the torque current and the suspension force current. The simulation model based on Matlab is constructed, and the results showed that the motor can achieve stable suspension and get good drive performance.

bearingless motor; dual three-phase windings topology; structure principle; FEA; control strategy

2016-03-23

國家自然科學基金項目(51675244)、 江蘇省重點研發(fā)計劃項目(BE2016150)、 江蘇省“333工程”資助項目(2014年)、 江蘇省“青藍工程”資助項目(2014年)

袁建飛(1990-)， 男， 山東籍， 碩士研究生， 主要從事單繞組無軸承永磁電機的設(shè)計及控制等研究； 朱熀秋(1964-)， 男， 江蘇籍， 教授， 博導(dǎo)， 主要從事無軸承電機設(shè)計及控制， 磁懸浮高速傳動系統(tǒng)理論及應(yīng)用等研究。

TM351

A

1003-3076(2017)01-0016-09