李興珂，何云濤，張巧月

（北京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，北京100191）

毫米波上變頻接收前端光子學(xué)集成設(shè)計(jì)與優(yōu)化研究

李興珂，何云濤，張巧月

（北京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，北京100191）

針對(duì)寬帶毫米波成像系統(tǒng)需求，為實(shí)現(xiàn)上變頻所用大帶寬、高靈敏度電光調(diào)制器，對(duì)毫米波上變頻接收前端光子學(xué)集成設(shè)計(jì)與優(yōu)化進(jìn)行了研究。對(duì)W波段上變頻接收前端各部分進(jìn)行了場(chǎng)分布分析，用HFSS軟件對(duì)設(shè)計(jì)的毫米波共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)進(jìn)行電磁仿真，討論了緩沖層厚度、電極高度和電極間距等結(jié)構(gòu)參數(shù)對(duì)性能的影響，通過結(jié)構(gòu)參數(shù)調(diào)整獲得了優(yōu)化的性能，并設(shè)計(jì)了射頻模塊。設(shè)計(jì)的W波段電光調(diào)制器半波電壓理論值低于7V，導(dǎo)體損耗小于0.17dB／（cm·GHz1／2），介質(zhì)損耗小于0.01dB／（cm·GHz），優(yōu)于國(guó)外當(dāng)前同類調(diào)制器水平；矩形波導(dǎo)－共面波導(dǎo)傳輸損耗小于1dB；雙極切比雪夫?yàn)V波電路獲得中心頻率在77GHz的7GHz帶通濾波特性。以此為基礎(chǔ)集成的上變頻接收前端具有損耗低、體積小、便于應(yīng)用等優(yōu)點(diǎn)。

W波段；毫米波成像；上變頻；電光調(diào)制器；接收前端；光子學(xué)集成；結(jié)構(gòu)參數(shù)；性能優(yōu)化

0 引言

在被動(dòng)毫米波成像技術(shù)中，對(duì)成像目標(biāo)輻射的微弱毫米波信號(hào)的接收并處理一直是毫米波成像技術(shù)中的難點(diǎn)。近年來，利用微波光子學(xué)技術(shù)，將天線接收的毫米波信號(hào)通過高速電光調(diào)制器（EOM）等器件加載到光波上，再用光學(xué)方法處理以實(shí)現(xiàn)毫米波上變頻成像，該方法已成為被動(dòng)毫米波成像技術(shù)一個(gè)新的發(fā)展方向，是目前國(guó)際上的研究熱點(diǎn)領(lǐng)域之一，同時(shí)也是寬帶毫米波通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)，有廣闊的應(yīng)用前景［1－4］。與傳統(tǒng)下變頻處理方法相比，該法具成本低、體積重量小等優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)前，上述成像方法尚有待解決的關(guān)鍵技術(shù)難點(diǎn)，如目前的研究熱點(diǎn)毫米波上變頻光接收技術(shù)，毫米波上變頻光學(xué)波束合成技術(shù)等［5－6］。本文主要針對(duì)毫米波上變頻接收技術(shù)，研究利用集成光子學(xué)技術(shù)設(shè)計(jì)一款集成的毫米波上變頻接收前端，以解決在毫米波上變頻成像技術(shù)中，隨著工作頻率的提高，分離元件組裝系統(tǒng)損耗大、成本高等難題。

隨著光纖通信的普及和電光成像技術(shù)的成熟，毫米波上變頻接收前端相關(guān)研究有了較大進(jìn)展，國(guó)外得益于先進(jìn)加工工藝，研究明顯領(lǐng)先國(guó)內(nèi)，已逐漸進(jìn)入實(shí)用階段。從2000年開始，美噴氣推進(jìn)實(shí)驗(yàn)室以諧振微盤調(diào)制結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，對(duì)毫米波上變頻接收技術(shù)進(jìn)行了系統(tǒng)研究，報(bào)道了用于各類應(yīng)用中的35～100GHz毫米波上變頻模塊［7］。2006年，HAHOSSEIN－ZADEH報(bào)道了基于鈮酸鋰（LN）微盤結(jié)構(gòu)的射頻接收機(jī)［8］。2008年，日本的SASAGAWA等用上變頻技術(shù)實(shí)現(xiàn)了100GHz實(shí)時(shí)成像系統(tǒng)［9］。國(guó)內(nèi)關(guān)于毫米波上變頻技術(shù)的研究起步較晚，多為理論研究和設(shè)計(jì)仿真，部分單位開展了調(diào)制器的制作和測(cè)試，但用于被動(dòng)毫米波上變頻綜合孔徑成像系統(tǒng)的W波段毫米波上變頻技術(shù)研究較少，對(duì)集成的模塊研究尚未見報(bào)道［10－11］。

在毫米波上變頻接收技術(shù)中，毫米波信號(hào)在通過上變頻接收模塊后須保持相位信息，因此應(yīng)用中較常見的馬赫－曾德爾（M－Z）型強(qiáng)度調(diào)制器不適于本上變頻前端，而必須設(shè)計(jì)一種W波段毫米波電光相位調(diào)制器［12］。在光子學(xué)領(lǐng)域，商業(yè)10，40Gb／s通信系統(tǒng)選用LN－EOM，以LN晶體為基質(zhì)制作的EOM具有操作帶寬大、長(zhǎng)期穩(wěn)定性高等優(yōu)點(diǎn)，為此本文設(shè)計(jì)的電光相位調(diào)制器也以LN晶體為基質(zhì)。在LN電光相位調(diào)制器中，毫米波和光載波以相同的方向傳播，激光在LN晶體中由電光效應(yīng)產(chǎn)生相位變化，從而獲得調(diào)制。在 LN 晶體中，波長(zhǎng)1 550nm激光折射率為2.14，而毫米波折射率大于5，故需用多重技術(shù)使毫米波等效折射率達(dá)到2.14，同時(shí)工作于W波段的調(diào)制器要求折射率的匹配度非常高，調(diào)制器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)須相當(dāng)精確。為便于調(diào)制器測(cè)試及使用中與其它器件的連接，應(yīng)盡量使調(diào)制器特征阻抗接近50Ω，此外還需減小調(diào)制器中毫米波的損耗以維持調(diào)制的效果。同時(shí)，由于接收前端的集成需求，研究了矩形波導(dǎo)－共面波導(dǎo)（CPW）傳輸轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)、帶通濾波器等器件，設(shè)計(jì)的器件傳輸損耗小、加工條件成熟，滿足集成需求。采用這些器件以及商業(yè)途徑獲取的PIN開關(guān)、低噪聲放大器（LNA）放大芯片集成的毫米波光學(xué)上變頻模塊在毫米波光學(xué)上變頻成像、毫米波頻譜分析等領(lǐng)域有廣泛的應(yīng)用。本文對(duì)毫米波上變頻接收前端光子學(xué)集成設(shè)計(jì)與優(yōu)化進(jìn)行了研究。

1 毫米波上變頻原理

在毫米波上變頻成像系統(tǒng)中，天線接收的毫米波信號(hào)通過上變頻模塊加載到激光載波上，再經(jīng)過光帶通濾波器獲得第一級(jí)邊帶光信號(hào)，最后經(jīng)由光電探測(cè)器得到被探測(cè)的毫米波信號(hào)，系統(tǒng)構(gòu)成及對(duì)應(yīng)頻譜如圖1所示。圖1中：ω0為激光載波頻率；ωm為毫米波信號(hào)頻率。

文獻(xiàn)［13］通過采用分離元器件驗(yàn)證了Ka波段毫米波上變頻成像。但因集成的毫米波上變頻結(jié)構(gòu)的體積、重量和強(qiáng)度較分離元件有較大優(yōu)勢(shì)，本文將毫米波喇叭天線、PIN開關(guān)、LNA、濾波器和毫米波電光調(diào)制器集成一體，如圖2所示。其中：除電光調(diào)制器在LN基底上加工外，其它帶狀線結(jié)構(gòu)均在Al2O3基底上加工；引入LNA以放大接收到的極微弱的黑體輻射毫米波信號(hào)；V型槽用于固定光纖以使激光較好地饋入LN光波導(dǎo)。此結(jié)構(gòu)在綜合孔徑成像系統(tǒng)中具有性能好、更便于整體系統(tǒng)布置等優(yōu)點(diǎn)。

在毫米波上變頻成像系統(tǒng)中，系統(tǒng)的靈敏度受電光調(diào)制器性能的影響最大，因電光調(diào)制器中毫米波等效折射率、損耗，以及特征阻抗都必須滿足各自的條件，這導(dǎo)致其設(shè)計(jì)與優(yōu)化成為本上變頻模塊中的難點(diǎn)。

2 毫米波電光相位調(diào)制器

由LN作為電光材料制作的電光調(diào)制器分為體調(diào)制器和波導(dǎo)調(diào)制器兩類，體調(diào)制器由于其帶寬過低而不適于毫米波頻段。LN波導(dǎo)調(diào)制器是以鈦擴(kuò)散等技術(shù)在LN晶體中形成光波導(dǎo)，并在光波導(dǎo)相同方向上鋪設(shè)毫米波CPW傳輸線，使毫米波與光波在同一方向上傳輸，從而顯著提高調(diào)制器的帶寬［14］。由于LN介質(zhì)中光波折射率（2.14）和毫米波折射率（5.29）差異很大，以及毫米波損耗等問題，設(shè)計(jì)性能優(yōu)良的LN電光調(diào)制器時(shí)需考慮多個(gè)條件：設(shè)計(jì)的毫米波共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)應(yīng)使毫米波等效折射率與光波匹配以提高調(diào)制器帶寬；由于毫米波傳輸損耗隨頻率的升高而增大，降低毫米波傳輸損耗非常重要；共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)特征阻抗應(yīng)盡量接近50Ω，以便于電光調(diào)制器與外部毫米波源等器件的連接；調(diào)制器的半波電壓需盡量小［15］。

2.1 理論模型

本文設(shè)計(jì)的相位調(diào)制器結(jié)構(gòu)截面如圖3所示，采用Z－切LN晶體為基底，在共面波導(dǎo)中心電極下鋪設(shè)Ti擴(kuò)散光波導(dǎo)，基底上方為SiO2緩沖層，再上方為共面波導(dǎo)金質(zhì)電極。

LN晶體在較低頻調(diào)制器中應(yīng)用已較成熟，其對(duì)1 550nm激光折射率為2.14，對(duì)毫米波頻率范圍折射率大于5。在CPW結(jié)構(gòu)中，毫米波等效折射率nph和特征阻抗Z0可分別表示為

式中：C0為CPW結(jié)構(gòu)中空氣介質(zhì)的電容；Csub為L(zhǎng)N基底介質(zhì)的電容；c為真空中光速。則調(diào)制器的帶寬可表示為

式中：n0為L(zhǎng)N晶體中激光的折射率，且n0＝2.14；L為調(diào)制器電光作用長(zhǎng)度［16］。如調(diào)制器結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)合理，折射率匹配度較高，調(diào)制器帶寬將受毫米波傳輸損耗α的限制，有

此處：毫米波傳輸損耗由導(dǎo)體損耗αc和介電損耗αd組成，有

式中：f為毫米波頻率。在毫米波行波結(jié)構(gòu)調(diào)制器中，毫米波的傳輸損耗不僅對(duì)帶寬有限制，而且對(duì)調(diào)制器半波電壓的影響很大。

當(dāng)調(diào)制器光波導(dǎo)上施加恒定電場(chǎng)E時(shí)，激光通過LN光波導(dǎo)產(chǎn)生的相位變化為

式中：Δne為施加電場(chǎng)導(dǎo)致LN對(duì)激光折射率的改變；γ33為L(zhǎng)N晶體中最大的電光系數(shù)；E為光波導(dǎo)中產(chǎn)生電場(chǎng)的大小。對(duì)行波LN電光調(diào)制器，所施加電壓會(huì)隨傳輸衰減，光波導(dǎo)中電場(chǎng)亦不恒定。根據(jù)傳輸線理論，易得距離電信號(hào)饋入口不同距離處信號(hào)大小為

式中：VG為信號(hào)源施加信號(hào)；Z0為毫米波特征阻抗；ZG為信號(hào)源特征阻抗；γ為微波傳輸系數(shù)；ΓL，ΓG分別為負(fù)載和信號(hào)源處的阻抗不匹配導(dǎo)致的反射系數(shù)。此處：

由式（6）、（7）可得

式中：ΓE為施加信號(hào)大小與在光波導(dǎo)中產(chǎn)生的電場(chǎng)大小的相關(guān)系數(shù)；ΓEO為光波導(dǎo)中電場(chǎng)與光場(chǎng)分布的相關(guān)系數(shù)，且

此處：I（y，z）為光場(chǎng)在光波導(dǎo)截面內(nèi)的強(qiáng)度分布。根據(jù)半波電壓的定義，易得

式中：f不為0；VG為信號(hào)源施加信號(hào)；Δφ為光波導(dǎo)產(chǎn)生的相位變化。半波電壓可表示調(diào)制器電光轉(zhuǎn)換效率。

由式（13）可知：影響調(diào)制器電光轉(zhuǎn)換性能的因素有三，一是毫米波與光波間的速率匹配，二是調(diào)制器與信號(hào)源間的阻抗匹配，三是毫米波在調(diào)制器電極上的損耗。

2.2 設(shè)計(jì)與優(yōu)化

本文用HFSS軟件對(duì)設(shè)計(jì)的毫米波共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)進(jìn)行電磁仿真，研究了共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)參數(shù)調(diào)整對(duì)性能的影響，通過調(diào)整緩沖層厚度、電極高度和電極間距，獲得了滿足條件的較優(yōu)性能參數(shù)。

毫米波在EOM的電極上傳輸損耗以及特征阻抗對(duì)調(diào)制器性能影響非常重要，對(duì)不同EOM電極結(jié)構(gòu)尺寸進(jìn)行仿真，分析了各尺寸參數(shù)對(duì)損耗與特征阻抗的影響，并與理論值進(jìn)行對(duì)比。在其它參數(shù)不變的條件下，電極間距W 和電極厚度t對(duì)傳輸損耗與特征阻抗的影響分別如圖4、5所示。

由圖4可知：較小的電極間距會(huì)導(dǎo)致?lián)p耗加大，但當(dāng)電極間距大于一定值時(shí)，損耗基本保持與頻率成正比，這可用式（5）驗(yàn)證。其中：

式中：a，b分別為矩形波導(dǎo)截面的長(zhǎng)和寬；Rsm為導(dǎo)體的表面電阻；Δ為波導(dǎo)內(nèi)壁金屬表面粗糙度；k為真空中電磁波波數(shù)；δe為L(zhǎng)N晶體介電損耗正切角；K為第一類完全橢圓積分。αd為介質(zhì)損耗，與電極間距無關(guān)而只與LN基質(zhì)特性有關(guān)，其與頻率的正比關(guān)系構(gòu)成損耗的基礎(chǔ)；αc為導(dǎo)體損耗，與頻率的開根號(hào)成正比。此即電極間距大于一定值后，其變化對(duì)傳輸損耗α無大影響的原因。由此，獲得基本與頻率成正比的傳輸損耗已是LN基底結(jié)構(gòu)的最低損耗。

上述結(jié)論與分析同樣適于電極厚度的影響。由圖5可知：增大電極間距利于增大EOM特征阻抗，使其更接近信號(hào)源匹配值50Ω，但電極間距過大可使在同樣毫米波信號(hào)大小條件下LN光波導(dǎo)中的電場(chǎng)值降低，這會(huì)導(dǎo)致電光作用變?nèi)醵档驼{(diào)制性能。由圖5（b）可知：較厚的電極雖可降低損耗，但同樣會(huì)降低特征阻抗而導(dǎo)致更大的反射，在損耗已接近極限的情況下，選用更厚的電極顯然并不合適，圖5（a）、（b）中電極厚30μm的性能顯然優(yōu)于35μm。

在EOM中，引入的LN脊波導(dǎo)和SiO2緩沖層結(jié)構(gòu)對(duì)有效降低毫米波等效折射率有很好的效果。本文分析了不同LN脊波導(dǎo)厚度r和不同SiO2緩沖層厚度B對(duì)傳輸損耗與特征阻抗的影響，結(jié)果分別如圖6、7所示。

由圖6、7可知：雖然r，B兩個(gè)參數(shù)對(duì)與頻率成正比的介質(zhì)損耗有影響，但影響較小，原因是因?yàn)閮蓚€(gè)參數(shù)的變化幅度都不可能太大，LN脊結(jié)構(gòu)厚度受限于加工工藝，暫時(shí)還不能做到很大，在國(guó)內(nèi)厚度4μm已屬于高技術(shù)水準(zhǔn)；SiO2緩沖層厚度由于拉開了LN基底與電極結(jié)構(gòu)間的距離，對(duì)EOM所必須滿足的速率匹配條件影響較大，故也不會(huì)有大幅度變化。

EOM中毫米波與激光的速率匹配直接影響了EOM的帶寬，W波段EOM需要非常高的速率匹配度。由式（3），將毫米波等效折射率調(diào)整為2.14，雖然理論上該值的EOM已能高于1THz的帶寬，但由于高頻率會(huì)導(dǎo)致高損耗以及器件加工工藝導(dǎo)致的誤差，加上封裝對(duì)毫米波等效折射率的影響，以此參數(shù)加工的成品帶寬需要工藝的配合與實(shí)際測(cè)試的檢驗(yàn)。

本文研究了W，t，r，B四個(gè)參數(shù)對(duì)毫米波等效折射率的影響，在改變其中一個(gè)參數(shù)的大小并保持其它參數(shù)不變的條件下進(jìn)行了大量仿真，以觀察各參數(shù)對(duì)nph的影響，其中有代表性的數(shù)據(jù)見表1。

表1 1個(gè)參數(shù)變動(dòng)其它參數(shù)不變時(shí)毫米波等效折射率Tab.1 Millimeter wave equivalent refractive index with a parameter changing and other parameters constant

對(duì)本文的調(diào)制器結(jié)構(gòu)，可用式（1）計(jì)算毫米波的nph，其中：

此處：h為Ti擴(kuò)散光波導(dǎo)厚度；W為電極間距；S為信號(hào)電極寬度；ε0為真空介電常數(shù)；εr為L(zhǎng)N晶體的相對(duì)介電常數(shù)。由式（16）～（22）可近似認(rèn)為，W的增大和B的減小均意味著以空氣為介質(zhì)的電容的減小，從而得出毫米波等效折射率會(huì)變大。LN脊波導(dǎo)的存在導(dǎo)致上述計(jì)算公式存在修正項(xiàng)，可近似理解為脊結(jié)構(gòu)兩邊LN介質(zhì)被折射率更低的空氣替代，從而有毫米波等效折射率隨脊結(jié)構(gòu)增高而降低。SiO2緩沖層的存在，則是用低折射率的SiO2替代高折射率的LN，顯然SiO2變厚會(huì)降低毫米波等效折射率，但由于SiO2介電損耗正切角大于LN介質(zhì)，大幅增厚SiO2緩沖層會(huì)帶來顯著增大的損耗，從而降低調(diào)制性能。調(diào)制器中，中心電極的寬度應(yīng)盡量接近于LN光波導(dǎo)的寬度，以使光波導(dǎo)中獲得較大的電場(chǎng)值，為此本文取其為8μm。

經(jīng)過大量的結(jié)構(gòu)參數(shù)調(diào)整，最后確定的結(jié)構(gòu)參數(shù)為W＝34μm，S＝8μm，t＝30μm，r＝4μm，B＝0.8μm，R＝10μm，獲得了較好的性能，如圖8所示。

由圖8可知：獲得的毫米波等效折射率為2.1；共面波導(dǎo)插入損耗小于3dB，77GHz處損耗小于2dB；共面波導(dǎo)特征阻抗大于47Ω，能較好地滿足50Ω的阻抗匹配要求；脊波導(dǎo)及緩沖層的應(yīng)用較好地將電場(chǎng)拉到介電常數(shù)較低的介質(zhì)中，使調(diào)制器結(jié)構(gòu)滿足了速率匹配的要求，同時(shí)避免了LN介質(zhì)中的矩形波導(dǎo)模的出現(xiàn)。根據(jù)前文的理論分析，基于仿真結(jié)果進(jìn)行計(jì)算，得到的半波電壓低于7V，調(diào)制導(dǎo)體損耗小于0.17dB／（cm·GHz1／2），介質(zhì)損耗小于0.01dB／（cm·GHz），優(yōu)于國(guó)外當(dāng)前同類調(diào)制器水平（見表2）［17］。

表2 設(shè)計(jì)結(jié)果與國(guó)外當(dāng)前同類調(diào)制器比較Tab.2 Comparison of design results to similar abroad modulators

3 射頻模塊設(shè)計(jì)

在毫米波上變頻前端集成中，天線接收的微弱毫米波信號(hào)需在處理后再加于毫米波EOM上對(duì)激光進(jìn)行調(diào)制，其中需應(yīng)用射頻電路，其性能需要驗(yàn)證以免引入大損耗等問題。本文對(duì)模塊中需要應(yīng)用的矩形波導(dǎo)－CPW轉(zhuǎn)換、帶通濾波器等結(jié)構(gòu)進(jìn)行了設(shè)計(jì)仿真，以獲得滿足應(yīng)用條件的結(jié)果。PIN開關(guān)和用于放大毫米波信號(hào)的LNA可選用商業(yè)貼片元件。

3.1 矩形波導(dǎo)－CPW轉(zhuǎn)換

在調(diào)制器測(cè)試、實(shí)際應(yīng)用中，常需將外部傳輸線與調(diào)制器共面波導(dǎo)結(jié)構(gòu)連接。以往35GHz調(diào)制器應(yīng)用中，常使用同軸線探針結(jié)構(gòu)，但隨著頻率升高至65GHz，同軸線探針結(jié)構(gòu)因高損耗、高成本和尺寸下降導(dǎo)致的結(jié)構(gòu)強(qiáng)度低等問題而不再適用，矩形波導(dǎo)因沒有上述問題且易與天線等器件連接而更適于本W(wǎng)波段的上變頻模塊。之前研究中各類矩形波導(dǎo)－CPW傳輸轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)，多數(shù)由于帶寬、需要截?cái)嘟橘|(zhì)等因素不適于本文接收前端中PONCHAK等最早提出的使用余弦鰭線和收縮槽很好地將矩形波導(dǎo)TE10模轉(zhuǎn)換到CPW模（此類轉(zhuǎn)換方法較適應(yīng)LN電光調(diào)制器的特殊情形）［18］。本文根據(jù)電光調(diào)制器的需求，設(shè)計(jì)了WR－10矩形波導(dǎo)－CPW轉(zhuǎn)換模塊，并用HFSS軟件進(jìn)行仿真計(jì)算。

轉(zhuǎn)換模塊的模型結(jié)構(gòu)如圖9所示。矩形波導(dǎo)中引入的余弦鰭線和收縮槽能較好地將CPW模漸變?yōu)榫匦尾▽?dǎo)TE10模，使用了長(zhǎng)度4mm的余弦鰭線及2.6mm收縮槽，并在CPW末端將其放寬3倍左右以利于簡(jiǎn)化加工工藝，使用了較CPW中心電極寬1倍的鰭線以將CPW中電場(chǎng)提升到其上方并減小兩者對(duì)準(zhǔn)位置差異的影響。因放寬后的CPW電極間隙較鰭線厚度更寬，鰭線位置的偏移及角度的偏差對(duì)傳輸性能無明顯影響；延伸到CPW中心電極結(jié)束處的LN脊波導(dǎo)有助于保持將電場(chǎng)提升到CPW上方并防止基底介質(zhì)波導(dǎo)模的出現(xiàn)。

仿真所得的模塊S參數(shù)和端口特征阻抗值如圖10所示。

由圖10可知：獲得的損耗約1dB，并成功地將WR－10矩形波導(dǎo)特征阻抗轉(zhuǎn)換為CPW的50Ω特征阻抗值。

3.2 帶通濾波器

在W波段器件應(yīng)用時(shí)，所需濾波器件可由市售購(gòu)得，但增加器件數(shù)量意味著體積、重量和成本的增加，在單個(gè)焦平面成像應(yīng)用中，成像分辨率會(huì)隨焦平面尺寸及帶寬的增大而優(yōu)化，但在分布孔徑成像應(yīng)用中，成像分辨率可用增大天線間距離改善，另外77GHz附近毫米波器件（LNA、PIN開關(guān)等）在汽車自動(dòng)防撞及高速無線通信系統(tǒng)中應(yīng)用較多，成本優(yōu)勢(shì)較大，故選擇77GHz附近應(yīng)用是一種較優(yōu)選擇。

設(shè)計(jì)了一種雙極切比雪夫?yàn)V波器，2個(gè)四分之一波長(zhǎng)諧振器使濾波器成功獲得了中心頻率在77GHz的6GHz帶通濾波，如圖11所示。因在成像應(yīng)用中，濾波器的衰減特性并不重要，故此濾波器能滿足應(yīng)用需求。濾波器加工中尺寸誤差將會(huì)導(dǎo)致性能較大的變化，但此濾波器最小尺寸小于上述調(diào)制器的最小尺寸，故加工難度不會(huì)太大。

在該毫米波上變頻模塊加工中，由于體積、外形等需求，可能需調(diào)整CPW傳輸線的方向，本文對(duì)90°CPW轉(zhuǎn)彎部分進(jìn)行了仿真及優(yōu)化。采用的80μm曲率半徑轉(zhuǎn)彎部分損耗低于1dB，在濾波器通帶范圍內(nèi)插損低于0.1dB，回波小于30dB，如圖12（a）、（b）所示。由于應(yīng)用LN脊波導(dǎo)利于將CPW中電場(chǎng)提升到低損介質(zhì)中，故轉(zhuǎn)彎部分應(yīng)保持CPW中心電極下方的脊波導(dǎo)，同時(shí)由于脊結(jié)構(gòu)中光波導(dǎo)無需改變方向，故應(yīng)當(dāng)維持原方向的脊結(jié)構(gòu)，如圖12（c）所示。

4 結(jié)束語

本文對(duì)W波段毫米波上變頻前端進(jìn)行了設(shè)計(jì)，對(duì)關(guān)鍵器件LN電光調(diào)制器進(jìn)行了理論分析與設(shè)計(jì)優(yōu)化，設(shè)計(jì)的電光調(diào)制器具有2.14的毫米波等效折射率和大于47Ω的特征阻抗，較好地滿足了調(diào)制器必須的匹配需求，調(diào)制器導(dǎo)體損耗小于0.017dB／（cm·GHz1／2），介質(zhì)損耗小于0.01dB／（cm·GHz），半波電壓理論值低于7V，與國(guó)外當(dāng)前同類調(diào)制器水平相比，降低了毫米波損耗和半波電壓值，實(shí)現(xiàn)了優(yōu)化。對(duì)接收前端中矩形波導(dǎo)－CPW轉(zhuǎn)換結(jié)構(gòu)和帶通濾波器等器件進(jìn)行了設(shè)計(jì)，仿真分析表明獲得的性能較優(yōu)。為能應(yīng)用于實(shí)際工程，后續(xù)將對(duì)設(shè)計(jì)的W波段毫米波上變頻模塊進(jìn)行加工與測(cè)試。

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Research on Design and Optimization of Millimeter Wave Frequency Receiver Front－End

LI Xing－ke，HE Yun－tao，ZHANG Qiao－yue
（School of Electronic Information Engineering，Beihang University，Beijing 100191，China）

For the requirement of broadband millimeter－wave imaging system，the design and optimization of millimeter wave frequency receiver front－end were studied to realize the electric－optic modulator with high bandwidth and high sensitivity for up－conversion.Each part of the W－band frequency receiver front end was analyzed.The electromagnetic simulation was carried out for millimeter－wave coplanar waveguide designed by HFSS software.The effect of structure parameters on performance was discussed，which were the thickness of buffer layer，height of electrode and distance between electrodes.The optimal performance was obtained by adjusting the structure parameters.The radio frequency module was designed.The designed W－band electro－optic modulator has a halfwave voltage below 7V，and conduction loss was lower than 0.17dB／（cm·GHz1／2）and dielectric loss was lower than 0.01dB／（cm·GHz），which are better than other similar modulators.The S21of the designed rectangle waveguide－CPW transition is lower than 1dB；the two－pole Chebyshev filter is designed at 77GHz with 7GHz bandwidth.The frequency up－conversion receiving front－end based on these parts has advantages as low loss and small volume，and is convenient for application.

W band；millimeter wave imaging；optical frequency up－conversion；electric－optic modulator design；receiving front end；integrated photonics；structure parameter；performance optimization

TN25

A

10.19328／j.cnki.1006－1630.2017.01.002

1006－1630（2017）01－0011－09

2016－06－02；

2016－08－02

國(guó)家自然科學(xué)基金資助（11673079）；上海航天創(chuàng)新基金資助（SAST2015090）

李興珂（1993—），女，碩士生，主要研究方向?yàn)槲锢黼娮訉W(xué)。