王樹興,周東方,張德偉,呂大龍

(解放軍信息工程大學信息系統(tǒng)工程學院，河南鄭州 450002)

半?；刹▽г鲆婢馄鞯脑O計和實現(xiàn)

王樹興,周東方,張德偉,呂大龍

(解放軍信息工程大學信息系統(tǒng)工程學院，河南鄭州 450002)

針對增益均衡器小型化的發(fā)展趨勢和要求,設計了多子結構單元級聯(lián)的Ku波段的半?；稍鲆婢馄?諧振子單元與主傳輸線在三層介質(zhì)基板上,成空間立體分布,構成七層結構;提出了利用多節(jié)微帶線枝節(jié)進行阻抗匹配的過渡帶設計方法,根據(jù)坐標變換分析得到HMSIW諧振腔的主模;采用羥基鐵填充的吸收柱陣列調(diào)節(jié)衰減量和Q值,給出了該結構均衡器的設計步驟.與微帶均衡器相比,該均衡器提高了Q值,減小了損耗.測試結果表明,該結構保持了和腔體類均衡器相同的性能,同時縮小了體積,實測結果與目標均衡曲線吻合度較好,最大差值為0.6dB.行波管與均衡器聯(lián)測后,輸出增益波動小于±0.4dB.

增益均衡器；半?；刹▽?；小型化；Q值；過渡帶；吸收柱

1 引言

現(xiàn)代雷達系統(tǒng)中,行波管放大器(Traveling-Wave-Tube Amplifiers,TWTAs)作為核心放大部件,發(fā)揮著重大的作用,其技術水平的高低直接決定了雷達的性能[1,2],而行波管放大器往往存在著帶內(nèi)增益波動過大、無法等激勵工作的問題,因此需要采用相應的均衡技術來改善其性能.

國內(nèi)外解決該問題最好的方法是采用幅度均衡器,均衡器的均衡原理許多文獻已經(jīng)介紹,這里不再贅述[3～11].均衡器分為有源和無源兩種,有源增益均衡器主要指電調(diào)衰減器[4],其核心器件是PIN二極管或GaAs MESFET,分為數(shù)控型和模擬型,其容易實現(xiàn)動態(tài)增益均衡,系統(tǒng)調(diào)試方便.無源主要為無源增益均衡器按主傳輸線結構可分為微帶傳輸線均衡器、同軸傳輸線均衡器和波導傳輸線均衡器.無源增益均衡器在以下幾方面更具優(yōu)勢：

(1)工作時,有源增益均衡器需要系統(tǒng)提供工作電源和控制信號,而無源增益均衡器只需串入系統(tǒng)即可.后者相對簡單,無負擔,不會給系統(tǒng)帶來干擾.

(2)反應時間上,無源增益均衡器只存在理論上的瞬態(tài)反應,時間幾乎為零；而電調(diào)衰減器要大得多,在某些系統(tǒng)中,已完全超出了系統(tǒng)所能允許的范圍.

(3)功率容量方面,傳輸線型結構顯然要比PIN開關大許多,因此腔體增益均衡器明顯具有優(yōu)勢.目前,在實用系統(tǒng)中,腔體無源增益均衡器有連續(xù)波功率超過20W,脈沖功率超過200W的使用記錄.

綜上所述,無源均衡器應用更加廣泛.研究均衡器時,主要關心工作帶寬、可均衡增益范圍、固有插損、功率容量、駐波比等指標,增益均衡器的工作頻率范圍必須與配用微波管一致,但有時根據(jù)系統(tǒng)的要求會適當加寬.對于有源增益均衡器必須考慮其衰減單元的頻率特性；對于無源增益均衡器則必須考慮其諧振單元的可調(diào)頻率范圍.經(jīng)過幾十年的發(fā)展,微波均衡器技術有了重大突破,目前主要的發(fā)展趨勢是集成化、小型化,對均衡器的寬溫均衡特性、低駐波特性、寬帶大功率均衡、低波紋均衡、低相位噪聲均衡等方面的研究也越來越多.

隨著集成電路的發(fā)展,微帶均衡器以其體積小、重量輕、成本低的巨大優(yōu)勢得到飛速發(fā)展.然而與腔體均衡器相比,微帶均衡器存在著損耗大、Q值低、調(diào)節(jié)能力差的缺點,在很大程度上限制了微帶均衡器更廣泛地應用.

基片集成波導(Substrate Integrated Waveguide,SIW)作為不同于微帶類和波導類的傳輸線,具有重量輕、體積小、Q值高、損耗低的優(yōu)點[4,12,13].與基片集成波導相比,半?；刹▽?Half Mode Substrate Integrated Waveguide ,HMSIW)尺寸更小,在SIW的基礎上體積減小50%,并且性能不變,提高了基片集成波導類器件的集成度[14].這種結構已經(jīng)在微波和毫米波器件的設計中得到了廣泛應用[13～16].

目前,已經(jīng)有文獻對SIW結構的均衡器進行研究[17～19],其中文獻[17]首次提出了基于單層平面結構的SIW均衡器,體積較大.文獻[18]提出了基于LTCC技術燒制的SIW均衡器,體積較小,但是工藝復雜、設計周期長、成本高,且由于加工而導致陶瓷片的不平整度使該均衡器的插損過大.文獻[19]提出了基于探針進行能量耦合的SIW均衡器,但是其無法調(diào)節(jié)衰減量和Q值,應用范圍較窄.實際上,SIW結構尺寸相對較大,難以滿足均衡器小型化的發(fā)展需求.

基于以上研究現(xiàn)狀,本文提出了三層結構的Ku波段的HMSIW增益均衡器,其諧振子結構單元分布在HMSIW主傳輸線的上下位置,很好地節(jié)省了體積.本文還獨創(chuàng)了采用吸收柱對衰減量和Q值進行調(diào)節(jié)的手段,解決了平面結構均衡器調(diào)節(jié)性能差的難題.

2 HMSIW主傳輸線尺寸計算

半?；刹▽У膶崿F(xiàn)思想是在微帶線的基礎上增加一排金屬化的過孔,這排金屬過孔與微帶線上下兩層金屬面一起構成類似波導的結構[4,14,21].該結構最初是在基片集成波導的基礎上,沿其縱向?qū)ΨQ面切割而得到,圖1為SIW和HMSIW實物圖,研究發(fā)現(xiàn),兩者特性完全相同[23],但是HMSIW的體積僅為SIW體積的一半.

HMSIW和矩形波導的尺寸變換公式如下[24]：

(1)

(2)

其中,We和Le是HMSIW的寬度和長度,長度由諧振腔的數(shù)量決定,諧振腔個數(shù)越多,等效長度越長；W和L分是矩形波導的寬度和矩形波導諧振腔的長度,D是金屬過孔的直徑,b是過孔之間的距離.當b/D<2和D/We<0.2時,側壁能量泄漏可以忽略不計,就可以用式(1)和式(2)進行尺寸變換,波導的相關理論均可以指導HMSIW均衡器的設計.

3 過渡帶的匹配設計

HMSIW的等效特性阻抗為：

(3)

其中,η0是空氣中的波阻抗,εr是基片的等效介電常數(shù),h是基板的高度.

傳統(tǒng)的單節(jié)微帶線匹配思想如下[25]：首先由式(3)求出HMSIW的特性阻抗,令其等于微帶傳輸線的特性阻抗,然后由微帶線的傳輸線阻抗公式就可以計算出漸變傳輸線的寬度W0,利用直線型微帶漸變式過渡結構過渡到50Ω的微帶主傳輸線上完成阻抗匹配.過渡線的長度L由經(jīng)驗公式給出[26]：

L=c0×|W1-We|

(4)

式(4)中,c0為常數(shù),一般取3～4；W1是50Ω微帶傳輸線的寬度.但是單節(jié)微帶線匹配效果較差,目前HMSIW傳輸線帶內(nèi)插損最好只能達到-0.5～-0.7dB左右[25],因此需要研究新的阻抗匹配方法.本文采用多節(jié)微帶傳輸線進行阻抗匹配,步驟如下：

步驟1 根據(jù)阻抗式(3)計算HMSIW的等效特性阻抗,令其等于微帶線特性阻抗；

步驟2 根據(jù)微帶線特性阻抗公式算出微帶線的寬度；

步驟3 給出單節(jié)匹配線的長度,計算輸入阻抗,令其等于微帶線特性阻抗；

重復步驟2和步驟3,直到輸入阻抗等于50Ω.

本設計采用了五段傳輸線進行阻抗匹配,表1給出了各節(jié)尺寸數(shù)據(jù)(具體標注見圖9均衡器結構).

表1 過渡帶枝節(jié)尺寸

其仿真和測試結果如圖2所示：從圖中可以看出,HMSIW傳輸線帶內(nèi)實測插損優(yōu)于-0.18dB,波動很小,滿足-1dB插損的實際要求.

4 均衡器子結構諧振腔設計

4.1 等效電路分析

HMSIW均衡器等效成一個雙端口網(wǎng)絡,即均衡器子結構諧振腔和主傳輸線,見圖3(a),其相應的等效電路如圖3(b)所示.在諧振頻率附近,令f=f0+Δf,則諧振腔的輸入阻抗Zin為[19]:

(5)

(6)

其中,Q0是諧振腔的無載品質(zhì)因數(shù),β是諧振腔和主傳輸線的耦合系數(shù),K是變壓倍數(shù).圖3(b)最終可以等效成一個阻抗Z和主傳輸線并聯(lián)的形式(見圖3(c)),Zin和Z的關系如下：

(7)

Y為歸一化導納,Y=Z0/Z.由此得到兩個主要網(wǎng)絡S參數(shù),表達式如下：

(8)

(9)

由以上兩式可知,固有品質(zhì)因數(shù)Q0和耦合系數(shù)β是決定諧振腔性能的兩個主要因素,同時也是均衡器調(diào)節(jié)的兩個主要因素.

4.2 諧振腔耦合方式設計與分析

通過大量實驗仿真分析可知：當諧振腔采用圓孔進行能量耦合時,如果耦合半徑過小,能量無法進入諧振腔；耦合半徑過大,又會影響場的分布,導致帶內(nèi)不平坦度增大,匹配變差；耦合孔半徑變化時,插損曲線如圖4示.從圖4中可以看出,衰減量、Q值和頻率隨耦合半徑同時改變,無法進行獨立調(diào)節(jié).

此外HMSIW腔體的表面電流主要沿y方向,圓孔有很大一部分面積屬于非輻射性部分,不切割表面電流,無法進行能量耦合和輻射.

最終,本文采用縫隙結構進行能量耦合,縫隙按其窄邊的方向分為垂直方向(x方向)和水平方向(y方向),兩種縫隙耦合的仿真結果如圖5所示.顯然,水平方向的縫隙不切割表面電流(沿y方向),無法耦合能量,因此采用垂直方向的縫隙.

均衡器由圓孔耦合變成縫隙耦合時,其帶內(nèi)插損波動較小,反射減小,匹配效果更好,實測和仿真數(shù)據(jù)誤差也變小(分析見圖11(a)和(b)),采用縫隙結構進行能量耦合更加合理.

4.3 諧振腔主模分析和尺寸設計

HMSIW等效為矩形波導諧振腔,只能傳輸行波(TE或者TM),不能傳輸橫波(TEM).由模式分析理論可知,不論TE模式還是TM模式,其定義不依賴于坐標軸的選取,然而TEmn模式和TMmn模式的定義則是相對的,和具體的坐標軸有關.HMSIW諧振腔的等效結構圖6所示.

傳輸線主模按照底層坐標為TE10模式,相應地,在此坐標下諧振腔的主模是TE101,且只有三個分量：Ey分量、Hx分量、Hz分量.但是HMSIW諧振腔如果按上層坐標(兩個坐標之間是旋轉(zhuǎn)的關系),原坐標軸下的TE101模的三個分量如表2.

顯然,HMSIW諧振腔的主模變?yōu)門M110.不過,不論TE101模式還是TM110模式,兩者的場分布完全相同,本質(zhì)上是一樣的,但是計算諧振頻率時需按照TM110模式,否則產(chǎn)生錯誤.此時其諧振頻率為[27]：

(10)

從上式可知,諧振腔的高度可以趨于0.在實際工作中,諧振腔中往往會同時存在多種傳播模式,為了使諧振腔始終工作在主模TM110,需要對高次模進行抑制,本文提出了如下方法進行尺寸限定：

(11)

(12)

(13)

(14)

假設諧振腔工作頻率區(qū)間為(ω1,ω2),式(11)和(13)表示諧振腔的所有高次模的諧振頻率均處于工作頻率之外,式(12)表示主模TM110的諧振頻率位于工作頻帶之內(nèi).聯(lián)立以上三式得式(14).

限定好諧振腔的尺寸后,主模TM110的場分量大小也可以求出.HMSIW等效諧振腔如圖6(b)所示.主模TE10通過主傳輸線進行傳播,能量通過耦合縫隙進入諧振腔,由于介質(zhì)基板比較薄,因此耦合縫隙位于寬邊.本質(zhì)上,耦合是由Hx,Hz,Ey,或者幾個分量的組合引起的.4.2節(jié)已經(jīng)說明,耦合主要由于縫隙切割y方向表面電流,即由Ey分量產(chǎn)生,此時耦合縫隙等效成一個并聯(lián)導納(容性)by[28]:

(15)

其中,λg和λ0分別是波導波長和自由空間中的波長,Y0是主模的波導納,Pey是電極化函數(shù),其依賴于縫隙的尺寸和頻率,表達式參見文獻[29,30]，耦合縫隙的尺寸對諧振頻率的影響由式(15)標定.

諧振腔主模TM110的Ez分量為：

(16)

采用Maxwell方程組，如式(17)、(18)所示，即可求解Hx和Hy：

×E=-jω0μH

(17)

(18)

HMSIW諧振腔的損耗主要來源于6個金屬面壁和填充的介質(zhì),設金屬壁損耗為Pm,介質(zhì)損耗為Pd,諧振腔儲能近似為兩倍的電場儲能We(一般為小損耗的情況,電場和磁場能量相等),通過理論推導,本文求得品質(zhì)因數(shù)Q為：

u=(2a3b+2bl3+a3l+al3)

(19)

顯然,HMSIW諧振腔尺寸確定后,品質(zhì)因數(shù)Q主要由介質(zhì)損耗決定,因此對Q值要求較高時一般采用較低損耗(介電常數(shù)較小)的材料,如空氣等,但是低損耗材料的耦合能力又比較弱,是一對矛盾.

4.4 諧振腔衰減量、Q值和功率容量的分析

HMSIW諧振腔的尺寸決定諧振頻率,而縫隙的大小影響著耦合系數(shù).由于曲線的最大衰減量和耦合系數(shù)一一對應,并且最大衰減量可以從測量參數(shù)上直接獲取,因此通常采用最大衰減量而不是耦合系數(shù)來描述諧振腔的特性.本文采用吸收柱來調(diào)節(jié)Q值和衰減量.吸收柱通過在上下諧振腔挖圓孔柱,填充吸收材料來實現(xiàn).加工時圓孔柱數(shù)目比要求的多,方便后期調(diào)節(jié).本文采用的吸收材料為羥基鐵(或者空氣、介質(zhì)材料),其相對介電常數(shù)為30,介質(zhì)損耗角正切為0.53,相對磁導率為5,磁損耗角正切為0.38.吸收柱通過改變其插入深度和半徑實現(xiàn)對衰減量和Q值的控制,采用的吸收柱個數(shù)越多,均衡量越大；半徑越大,均衡量越大.圖7給出了當單個吸收柱插入深度改變時衰減量和Q值的變化曲線,從圖中可以看出,插入深度越大,衰減量越小.當插入深度變化0.2mm時,頻率不變,衰減量變化15dB左右,調(diào)節(jié)效果顯著.

圖8給出了貼片電阻對衰減量的影響：阻值從5Ω變化為35Ω時,衰減量由-13.5dB變?yōu)?5dB,而諧振頻率不變,可以獨立調(diào)節(jié).電阻值越大,衰減量越小,Q值越小.實際應用中,根據(jù)目標曲線,采用HFSS軟件計算出電阻的阻值、吸收柱的半徑和插入深度,調(diào)試時根據(jù)實測曲線的變化規(guī)律,適當增減阻值和吸收柱數(shù)目以完成精確擬合.

功率容量Pbr也是衡量均衡器的一個重要指標,由式(20)易知HMSIW結構功率容量近似等于腔體類,大于微帶類,能夠滿足實際需要.增大HMSIW的尺寸和相對介電常數(shù)均可增大其功率容量,但是大的介電常數(shù)使其具有更高的損耗,發(fā)熱量更大.

(20)

本文仿真選取的基板的介電常數(shù)為2.2,厚度為0.6mm,微帶線的寬度W1為0.7mm,該均衡器工作頻段為Ku波段,12～18GHz.

5 均衡器的設計與測量

HMSIW均衡器模型如圖9所示：其中圖9(a)上層結構為諧振腔；圖9(b)中間結構為主傳輸線,由微帶線和HMSIW級聯(lián)而成；圖9(c)底層結構為諧振腔,主傳輸線與諧振腔之間的激勵方式為縫隙耦合,吸收柱陣列分布在上下兩層諧振腔內(nèi);圖9(d)為其三層基板和四層金屬(共七層)的空間分布圖.三層重疊,在諧振腔數(shù)量恒定的情況下,與雙層均衡器相比,尺寸能夠減小50%.基于以上分析,半?；刹▽Ь馄髯咏Y構易于調(diào)節(jié)衰減量和頻率.為實現(xiàn)目標均衡曲線,只要把子結構進行級聯(lián)然后調(diào)節(jié)即可.

基于多層PCB工藝技術，本文設計了一個五節(jié)子結構級聯(lián)的均衡器(見圖10).其尺寸信息由表3給出.該均衡器實測曲線與仿真曲線如圖11(a)、(b)、(c)所示,仿真曲線和實測曲線匹配良好.測量數(shù)據(jù)基于Labview軟件自動采集,實測數(shù)據(jù)點與對應的仿真曲線的點做差值,所有數(shù)據(jù)點的差值繪制曲線,就得到了整體的誤差曲線,其中最大差值即為最大誤差.

表3 HMSIW尺寸表

對比圖11(a)和(b)可以發(fā)現(xiàn),采用縫隙進行耦合時誤差較小,最大為0.38dB,遠小于圓孔耦合時1.18dB的最大誤差.實際上,均衡器實測曲線與仿真曲線的誤差大小只說明該結構的準確性,目標曲線和實際均衡曲線的誤差曲線才是實際最關心的.該均衡器實物圖如圖11(d)所示,主要由三層介質(zhì)板和四層金屬板組成.其實測與誤差曲線如圖11(c):從圖中可以看出,該均衡器與目標曲線擬合精度較高,最大誤差小于0.6dB,滿足一般行波管擬合誤差小于1.0dB的精度要求.與傳統(tǒng)均衡器的均衡曲線相比,兩者均衡性能幾乎相同,擬合誤差相當.

本文針對某行波管放大器的輸出增益波動曲線進行均衡.該行波管的輸出增益曲線如圖12(a)所示,可以發(fā)現(xiàn),其增益波動達到16dB左右,輸出波動較大,為此,設計了五腔加載的HMSIW均衡器對其進行均衡,其均衡曲線如圖12(b)所示.HMSIW均衡器和行波管聯(lián)測后行波管的輸出曲線如圖12(c)、(d)所示,從圖中可以看出,該行波管的輸出增益波動從16dB變?yōu)椤?.4dB左右.為了對比其性能,該行波管與同軸諧振腔加載的腔體均衡器也進行了聯(lián)測,結果如圖12(c)、(d)所示：并且通過圖12(d)可以看出,傳統(tǒng)腔體均衡器均衡后的行波管的增益波動達到±0.9dB左右,且其均衡后的行波管的增益比采用HMSIW均衡器均衡后的增益減小0.7dB左右,為25.9dB.顯然,HMSIW均衡器效果更好,均衡后行波管的增益為26.6dB.

6 總結

本文設計了七層結構的HMSIW均衡器,其調(diào)節(jié)自由度高,固有插損低,最大衰減斜率較小,Q值高,尺寸小.對于給定的目標均衡曲線,可以通過選取HMSIW諧振腔的數(shù)量,級聯(lián)各個單元,利用吸收柱和貼片電阻調(diào)節(jié)其衰減量和Q值,完成與均衡目標曲線的擬合.與行波管的聯(lián)合測試結果表明,目標曲線和實測曲線擬合良好,并且該均衡器與傳統(tǒng)均衡器相比,HMSIW均衡效果更好,行波管輸出增益波動只有±0.4dB.該結構很好地滿足了均衡器小型化的要求,具有廣泛地應用前景.

[1]洪偉.微波理論與技術的新進展和發(fā)展趨勢[J].微波學報,1996,12(4):341-344. Hong Wei.New progress and development trend of microwave theory and techniques[J].Journal of Microwave,1996,12(4):341-344.(in Chinese)

[2]范永民.微波管器件現(xiàn)狀及技術發(fā)展分析[J].真空電子與技術,2009,(5):1-4. Fan Yong-min.Analysis of the current situation and technical development of microwave tubes[J].Vacuum Electronics,2009,(5):1-4.(in Chinese)

[3]王璇.小型化毫米波增益均衡器的仿真設計[J].電訊技術,2007,47(5):112-115. Wang Xuan.Simulation and design of miniaturized millimeter wave gain equalizer[J].Telecommunication Engineering,2007,47(5):112-115.(in Chinese)

[4]成永東,李家胤.多注速調(diào)管放大器的自適應均衡器研制[J].強激光與粒子束,2002,14(1):107-110. Cheng Yong-dong,Li Jia-yin.Study on microwave self-adapting equalizer for amplifier of multiple-beam klystron[J].High Power Laser and Particle Beams,2002,14(1):107-110.(in Chinese)

[5]張國興,朱乙平.復合型行波管增益均衡器[J].電子器件,1989(4):8-12. Zhang Guo-xing,Zhu Yi-ping.Composite traveling wave tube gain equalizer[J].Electronic Device,1989(4):8-12.(in Chinese)

[6]劉青.寬帶匹配衰減均衡器的設計[J].西安郵電學院學報,1997.2(1):26-31. Liu Qing.Design of broadband matched attenuation equalizer[J].Journal of Xi’an University of Posts and Telecommunications,1997,2(1):26-31.(in Chinese)

[7]劉青,曾運華.匹配振幅均衡器的設計[J].電子科技雜志,1994(2):36-38. Liu Qing,Zeng Yun-hua.Design of matched amplitude equalizer[J].Electronic Science and Technology Magazine,1994(2):36-38.(in Chinese)

[8]金寶龍.相關網(wǎng)絡新用途——電平均衡器[J].現(xiàn)代雷達,1989:105-107,98. Jin Bao-long.The new use of the related network—level equalizer[J].Modern Radar,1990,(3):105-107.(in Chinese)

[9]何方白.幅度均衡器機輔設計[J].重慶郵電學院學報,1991.3(1):29-37. He Fang-bai.Auxiliary design of amplitude equalizer[J].Journal of Chongqing College of Post and Telecom,1991,3(1):29-37.(in Chinese)

[10]I J Bahl,PBhartia.微波固態(tài)電路設計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2002.

[11]Fulvio Ananasso.Two-point method speeds equalizer design[J].Microwave,1978(11):108-113.

[12]Dominic Deslandes,Ke Wu.Integrated microstrip and rectangular waveguide in planar form[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2001,11(2):68-70.

[13]Wang Yi-tao,et al.Half-mode substrate integrated waveguide (HMSIW) directional filter with complementary split ring resonator (CSRR)[A].Microwave Conference[C].Singapore:IEEE,2009.2542-2544.

[14]翟國華,洪偉.集成寬帶折疊半?；刹▽V波器[J].電子學報,2010,38(4):825-829. Zhai Guo-hua,Hong Wei.Integrated wideband folded half mode substrate integrated waveguide bandpass filter[J].Acta Electronica Sinica,2010,38(4):825-829.(in Chinese)

[15]Y S Zhang,W Hong.A millimeter-wave gain enhanced multi-beam antenna based on a coplanar cylindrical dielectric lens[J].IEEE Transactions on Antennas and Propagation,2012,60(7):3485-3488.

[16]D F Guan,Z-PQian,Y-S Zhang,et al.Hybrid SIW-GCPW narrow-wall 3 dB coupler[J].Frequenz,2013,67(7-8):209-212.

[17]Xu J,Zhou D,Lv D,et al.A novel microwave equalizer using substrate integrated waveguide concept[A].Microwave Conference[C].Hangzhou:IEEE,2011.1-3.

[18]王歡.毫米波增益均衡器[D].成都：電子科技大學，2013. Wang Huan.Millimeter wave gain equalizer[D].Chengdu:University of Electronic Science and Technology of China,2013.(in Chinese)

[19]Wang Yongfei,et al.Usingmultilayered substrate integrated waveguide to design microwave gain equalizer[J].Advances in Materials Science & Engineering,2014,(30):1341-1344.

[20]Zhang Y,Yu M,Yan B,et al.Research on the millimeter wave power equalizer[A].International Symposium on Microwave,Antenna,Propagation and Emic Technologies for Wireless Communications[C].Hangzhou:IEEE,2007.446-449.

[21]Xu X,Wang J,Zhang G,et al.Design of balanced dual-band bandpass filter based on substrate integrated waveguide[J].Electronics Letters,2013,49(20):1278-1280.

[22]徐敬遠.毫米波基片集成均衡器設計與實現(xiàn)[J].微波學報,2012,28(3):82-85. Xu Jing-yuan.Design andrealization of millimeter wave substrate integrated equalizer[J].Journal of Microwave,2012,28(3):82-85.(in Chinese)

[23]Q Lai,C Fumeaux.Characterization of the propagation properties of the half-mode substrate integrated waveguide[J].IEEETransactions on Microwave Theory and Techniques,2009,57(8):1996-2004.

[24]Y Cassivi,L Pemegritti,P Arcioni.Dispersion characteristics of substrate integrated rectangular waveguide[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2002,9(12):333-335.

[25]李皓,等.基片集成波導和微帶轉(zhuǎn)換器的理論與實驗研究[J].電子學報,2003(S1):2002-2004. Li Hao,et al.Theoretical and experimental study on the substrate integrated waveguide and microstrip converter[J].Acta Electronica Sinica,2003(S1):2002-2004.(in Chinese)

[26]鄒雄.基片集成波導與微帶線的過渡設計[J].解放軍理工大學學報(自然科學版),2013,14(2):129-133. Zou Xiong.Design of substrate integrated waveguide and microstrip line[J].Journal of PLA University of Science and Technology(Natural Science Edition),2013,14(2):129-133.(in Chinese)

[27]廖承恩.微波技術基礎[M].西安：西安電子科技大學出版社,1999.236-237.

[28]Rlevy.Analysis and synthesis of waveguide multi-aperture directional coupler[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1968,16(12):995-1006.

[29]R Levy.Improved single and multi-aperture waveguide coupling theory,includingexplanation of mutual interactions[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1980,28(4):331-338.

[30]N A McDonald.Electric and magnetic coupling throughsmall apertures in shield walls of any thickness[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,1972,20(10):689-695.

王樹興 男，1990年9月出生,山東臨沂人.2013年畢業(yè)于信息工程大學,2013進入信息工程大學攻讀碩士研究生學位,主要研究方向為微波電路理論及均衡器的設計.

E-mail:wangshuxing000@126.com

周東方 男，1963年8月出生,浙江諸暨人.博導,教授,國家高科技863專題專家組成員,主要研究方向為微波電路理論與技術、高功率微波技術、微波互聯(lián)網(wǎng)絡子結構分析方法及其應用技術.

張德偉 男，1973年出生,吉林九臺人,2005年獲博士學位，碩導，教授,主要研究方向為電磁場微波技術、微波無源器件和有源器件、微波測量等.

呂大龍 男，1981年11月出生,浙江諸暨人,2007 年獲碩士學位,2013年獲博士學位.現(xiàn)為助理工程師,主要研究方向為電磁場與微波技術及微帶均衡器的設計與調(diào)試.

The Design and Realization of Half Mode Substructure Integrated Waveguide Gain Equalizer

WANG Shu-xing,ZHOU Dong-fang,ZHANG De-wei,Lü Da-long

(InstituteofInformationSystemEngineering,PLAInformationEngineeringUniversity,Zhengzhou,Henan450002,China)

The miniaturization of gain equalizer has been becoming the main tendency of theequalizer′s research and development.This paper designs a half mode substrate integrated waveguide (HMSIW) equalizer which has seven layers structures and multiplecascaded substructure units,and the resonant unitsand transmission line distribute at three-layers dielectric substrates,working at Ku waveband.The transition design of multimicrostrip line segments impedance matching is proposed and the dominant mode of HMSIW resonant cavity is gotten based on coordinate transform theory.The design method is summarized.Compared with microstrip equalizers,this structure has higherQ-factor and lower loss.What’s more,with the use of absorbing pillar arrays,the attenuation andQvalue can be easily tuned;test result shows that it has smaller size than the traditional cavity equalizers with the same performance,the measured curve and simulation curve are in good agreement,and the maximum error is 0.6dB.The output gain fluctuation of TWTA is less than ±0.4dB with the equipped HMSIW equalizer.

gain equalizer;half mode substrate integrated waveguide;miniaturization;Qvalue;transition;absorbing pillars

2015-02-28;

2015-06-14;責任編輯：梅志強

國家自然科學基金(No.62101056);核高基重大項目(No.2013-ZX01010001-003)

TN715

A

0372-2112 (2016)12-2868-09

??學報URL:http://www.ejournal.org.cn

10.3969/j.issn.0372-2112.2016.12.009