張志　劉暢　唐校　康麗

(東莞理工學(xué)院　電子工程與智能化學(xué)院，廣東東莞　523808)

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一種級(jí)聯(lián)H橋三電平整流器脈寬調(diào)制方法研究

張志劉暢唐?？蝶?/p>

(東莞理工學(xué)院電子工程與智能化學(xué)院，廣東東莞523808)

以兩個(gè)功率單元級(jí)聯(lián)為例，提出了一種適用于單相級(jí)聯(lián)H橋三電平整流器脈寬調(diào)制方法。以減小功率器件的開(kāi)關(guān)頻率和保證直流側(cè)電容電壓平衡為控制目標(biāo)，對(duì)該三電平變流器運(yùn)行于整流工況進(jìn)行了詳細(xì)分析。優(yōu)化選擇了輸出矢量作用順序，并進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。該方法具有算法簡(jiǎn)單、易于數(shù)字實(shí)現(xiàn)和通用性好的特點(diǎn)。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文所提調(diào)制方法的正確性和有效性。

級(jí)聯(lián)H橋；脈寬調(diào)制； 電容電壓平衡； 三電平

多電平變換器具有開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力低，輸出電壓諧波含量少，電壓變化率(du/dt)小等優(yōu)點(diǎn)，在中高壓大功率場(chǎng)合得到了廣泛關(guān)注[1-13]。多電平變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，歸納起來(lái)主要有3種：H橋級(jí)聯(lián)型、二極管箝位型和飛跨電容型。而級(jí)聯(lián)型拓?fù)湎鄬?duì)于其它兩種多電平變換器拓?fù)鋪?lái)說(shuō)，具有需要最少數(shù)量的開(kāi)關(guān)器件、不需要大量的箝位二極管和飛跨電容、易于模塊化等優(yōu)點(diǎn)，在大功率電源、靜止無(wú)功補(bǔ)償器和高壓調(diào)速等領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用。

多電平脈寬調(diào)制(PWM)技術(shù)是H橋級(jí)聯(lián)型多電平逆變器的核心問(wèn)題之一。目前級(jí)聯(lián)型多電平變換器的PWM方法主要包括載波移相正弦脈寬調(diào)制(Carrier Phase Shifted-sinusoidal Pulse Width Modulation, CPS- SPWM)方法，多電平空間矢量脈寬調(diào)制(Space Voltage Pulse Width Modulation, SVPWM)方法和特定諧波消除法等。CPS-SPWM1通過(guò)將各載波的相位相互錯(cuò)開(kāi)一定角度，可以在較低的器件開(kāi)關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)較高開(kāi)關(guān)頻率的效果，有效地減小了輸出諧波，但存在電壓利用率低，且難以將逆變器和高性能電機(jī)控制策略相結(jié)合的缺點(diǎn)[11]。而特定諧波消除法求解過(guò)程中需要處理多項(xiàng)式高次方程，實(shí)用受到一定限制。多電平SVPWM方法具有物理意義明確、電壓利用率高等優(yōu)點(diǎn)[4-9]，但數(shù)字實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜。

以兩個(gè)功率單元級(jí)聯(lián)為例[3]，提出了一種適用于單相級(jí)聯(lián)H橋三電平變流器脈寬調(diào)制方法。該方法將單相空間矢量圖分為四個(gè)區(qū)間，根據(jù)伏秒平衡原理，利用區(qū)間內(nèi)的多個(gè)電壓矢量實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出參考電壓矢量的合成。對(duì)該變換器運(yùn)行于整流工況進(jìn)行了詳細(xì)分析，以減少功率器件開(kāi)關(guān)頻率和直流側(cè)電容電壓平衡為控制目標(biāo)，優(yōu)化選擇了輸出電壓矢量作用順序。最后對(duì)本文所提方法進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1　級(jí)聯(lián)H橋三電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

單相級(jí)聯(lián)H橋變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。整個(gè)系統(tǒng)由兩個(gè)H橋單元級(jí)聯(lián)而成。每個(gè)H橋單元又由4個(gè)帶反并聯(lián)二極管的功率器件構(gòu)成。圖1為變流器運(yùn)行于整流工況時(shí)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，交流側(cè)電源Us=Umcosωt，L為交流側(cè)濾波電感，直流側(cè)采用兩個(gè)電容C1=C2。每個(gè)H橋單元可以輸出三個(gè)電平E、0和-E，分別對(duì)應(yīng)狀態(tài)P、O和N。兩個(gè)H橋單元有16個(gè)工作狀態(tài)，可以輸出五個(gè)電平±2E，±E和0，如表1所示。根據(jù)電壓矢量的模長(zhǎng)大小，定義PP、NN為大矢量，PO、OP、ON和NO為小矢量，OO、PN和NP為零矢量。其中PO與OP，ON與NO互為冗余小矢量，OO、PN和NP互為冗余零矢量。

圖1　單相級(jí)聯(lián)H橋三電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖

VT1VT3VT′1VT′3VAOVOBVAB狀態(tài)1111000OO11100EEOP11010-E-EON1100000OO1011E0EPO1010EE2EPP1001E-E0PN1000E0EPO0111-E0-ENO0110-EE0NP0101-E-E-2ENN0100-E0-ENO0011000OO00100EEOP00010-E-EON0000000OO

2　單相級(jí)聯(lián)H橋三電平脈寬調(diào)制方法

圖2　單相級(jí)聯(lián)H橋三電平變流器矢量圖

2.1輸出矢量的作用時(shí)間

根據(jù)伏秒平衡原理，即由式(1)，容易計(jì)算出參考電壓矢量UAB位于各個(gè)區(qū)間內(nèi)每個(gè)輸出矢量的作用時(shí)間，如表2所示。

(1)

表2　輸出電壓矢量作用時(shí)間

Ts為采樣周期，E為直流側(cè)電壓值。

2.2輸出矢量的作用順序

當(dāng)變流器輸出參考電壓UAB位于區(qū)間1時(shí)，如圖2所示，矢量UAB由PO(OP)和PP合成，當(dāng)參考電壓矢量UAB位于區(qū)間2時(shí)，矢量UAB由PO(OP)、OO(PN, NP)合成，當(dāng)參考電壓矢量UAB位于其它兩個(gè)區(qū)間時(shí)，情況類似。由表1可知，每個(gè)H橋單元輸出狀態(tài)O時(shí)，變流器對(duì)應(yīng)有兩種狀態(tài)。以H橋單元1為例，功率管VT1和VT3導(dǎo)通或VT2，VT4導(dǎo)通時(shí)，單元模塊1端電壓UAO= 0，為了便于對(duì)單元模塊的控制，這里取VT2和VT4導(dǎo)通為狀態(tài)O，這樣，H橋單元由狀態(tài)P(VT1和VT4導(dǎo)通)過(guò)渡到狀態(tài)O(VT2和VT4導(dǎo)通)，或由狀態(tài)O(VT2和VT4導(dǎo)通)過(guò)渡到狀態(tài)N(VT2和VT3導(dǎo)通)時(shí)，只引起一個(gè)開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通或關(guān)斷狀態(tài)的變化，減少功率器件的開(kāi)關(guān)頻率，從而降低開(kāi)關(guān)損耗。

表3　整流工況輸出電壓矢量作用順序

圖3　整流工況時(shí)輸出電壓矢量時(shí)序圖

當(dāng)三電平變流器工作于整流狀態(tài)時(shí)，直流側(cè)為兩個(gè)電容，存在電容電壓平衡問(wèn)題。由于小矢量和零矢量作用時(shí)，對(duì)應(yīng)著不同的電容充放電(如表4所示)，必須優(yōu)化選擇這些矢量的作用順序，利用其對(duì)應(yīng)的電容充放電的不同，達(dá)到平衡直流側(cè)電容電壓的目的。表3為變流器運(yùn)行于整流工況時(shí)輸出電壓矢量的作用順序。從表3可以看出，在同一區(qū)間內(nèi)開(kāi)關(guān)狀態(tài)的每一次變化都只有一個(gè)單元模塊的兩個(gè)互補(bǔ)功率管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)發(fā)生了變化，而矢量在區(qū)間之間切換時(shí)，每個(gè)單元模塊最多只有一對(duì)互補(bǔ)功率管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)發(fā)生變化，從而降低了器件的開(kāi)關(guān)頻率。

圖3為級(jí)聯(lián)三電平變流器工作于整流工作狀態(tài)時(shí)，參考電壓矢量位于各個(gè)區(qū)間內(nèi)，輸出電壓矢量的時(shí)序圖。其中VTx_PWM表示開(kāi)關(guān)管VTx的導(dǎo)通或關(guān)斷信號(hào)，x=1,4。

2.3直流側(cè)中點(diǎn)電位控制

單相H橋三電平變流器工作于整流工況時(shí)，如圖1所示，直流側(cè)為兩個(gè)直流電容，因此考慮直流側(cè)電容電壓平衡問(wèn)題。通過(guò)檢測(cè)直流側(cè)電容電壓的大小和交流側(cè)電感電流的方向，對(duì)小矢量和零矢量的作用時(shí)間進(jìn)行微調(diào)，進(jìn)而對(duì)直流側(cè)電容電壓充放電的時(shí)間進(jìn)行調(diào)整，使得直流側(cè)電容電壓達(dá)到平衡。

圖4為冗余小矢量PO和OP作用時(shí)的電路圖，當(dāng)電感電流iL>0時(shí)，小矢量PO作用使得VC1升高，小矢量OP作用使得VC2升高，當(dāng)電感電流iL<0時(shí)，情況相反。同理可以分析，小矢量和零矢量作用時(shí)，對(duì)應(yīng)的電容充放電關(guān)系如表4所示。

圖4　小矢量作用電路圖

電流iLPOOPONNOPNNP>0VC1　升高VC2　升高VC2　下降VC1　下降VC1　升高VC2　下降VC1　下降VC2　升高<0VC1　下降VC2　下降VC2　升高VC1　升高VC1　下降VC2　升高VC1　升高VC2　下降

由表4可知，矢量PO和OP，ON和NO，PN和NP互為冗余矢量，但它們對(duì)直流側(cè)電容電壓影響不同，為了保證直流側(cè)電容電壓的平衡，本文通過(guò)檢測(cè)負(fù)載電流的方向和直流側(cè)電容電壓的大小，調(diào)整冗余矢量的作用時(shí)間來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)直流側(cè)電容電壓平衡的控制。

3　仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證所提的單相級(jí)聯(lián)H橋三電平SVPWM方法的正確性和有效性，進(jìn)行了仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

圖5為輸入側(cè)電壓和電流波形，由圖可知，電壓電流同相位，系統(tǒng)具有單位功率因數(shù)。圖6(a)為系統(tǒng)穩(wěn)定時(shí)，直流側(cè)電容電壓波形，直流側(cè)電容電壓穩(wěn)定在500 V，含有二倍基波頻率的交流分量[15]，圖6(b)為直流側(cè)兩電容電壓的差值，由仿真結(jié)果可知，采用本文所提方法能較好的平衡直流側(cè)電容電壓。為了驗(yàn)證本文所提脈寬調(diào)制方法在初始時(shí)刻電容電壓不相等時(shí)，對(duì)直流側(cè)電容電壓的平衡能力，做了相應(yīng)的仿真實(shí)驗(yàn)。假設(shè)初始電容電壓VC1= 1 000 V，VC2= 0 V，由圖7所示，采用本文所提直流側(cè)中點(diǎn)電位控制的方法，直流側(cè)電容電壓能較快的穩(wěn)定在500 V。

圖5　輸入電壓電流仿真波形

圖6　直流側(cè)電容電壓仿真波形

圖7　直流側(cè)電容電壓動(dòng)態(tài)波形

搭建了小功率實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，采用本文所提方法對(duì)H橋三電平變流器運(yùn)行于整流工況進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。采用TI公司TMS320F2812作為控制電路的核心，功率開(kāi)關(guān)器件選用IKW40N120T2 IGBT管，輸入電壓有效值為220 V，直流母線電壓E1=E2= 300 V，系統(tǒng)開(kāi)關(guān)頻率為10 kHz，負(fù)載為阻感負(fù)載，電感L為1.5 mH，負(fù)載500 Ω。

圖8是整流器輸入線電壓UAB波形；圖9為輸入電壓和電流波形，輸入側(cè)保證單位功率因數(shù)；圖10為直流側(cè)電容電壓UC1波形，由圖所示直流側(cè)電壓波形能較好的穩(wěn)定在設(shè)定值的一半。實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析基本一致。

圖8　整流器輸入電壓UAB實(shí)驗(yàn)波形

圖9　整流器輸出電壓電流實(shí)驗(yàn)波形

圖10　整流器直流側(cè)輸出電壓實(shí)驗(yàn)波形

4　結(jié)語(yǔ)

提出了一種適用于單相H橋三電平變流器的脈寬調(diào)制方法。該方法將單相空間矢量圖分成四個(gè)部分，根據(jù)伏秒平衡原理，利用區(qū)間內(nèi)的多個(gè)電壓矢量實(shí)現(xiàn)對(duì)輸出參考電壓矢量的合成。對(duì)該變流器運(yùn)行于整流工況進(jìn)行了詳細(xì)分析，同時(shí)優(yōu)化選擇輸出電壓矢量的作用順序，減小了器件開(kāi)關(guān)頻率。通過(guò)檢測(cè)負(fù)載電流方向和直流側(cè)電容電壓的大小，改變?nèi)哂嘈∈噶亢土闶噶康淖饔脮r(shí)間，進(jìn)而調(diào)整電容充放電的時(shí)間，實(shí)現(xiàn)了該變流器直流側(cè)電容電壓的平衡。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該方法的正確性和可行性。該方法形式簡(jiǎn)單，易于離散數(shù)字處理器實(shí)現(xiàn)，且能應(yīng)用于其它級(jí)聯(lián)H橋多電平拓?fù)渲小?/p>

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The Study of A PWM Method for Cascade H-Bridge Three-level Rectifier

ZHANG ZhiLIU ChangTANG XiaoKANG Li

(School of Electrical Engineering & Intellingigentization, Dongguan University of Technology, Dongguan 523808, China)

Taking two power cells cascaded as an example, a PWM algorithm is proposed for single-phase cascaded H-bridge five-level converter. Rectification operating mode of the three-level converter is described in detail in this paper. In order to lower the switching frequency and balance the capacitor voltage, the output voltage vectors are optimal for the two operating modes, and the proposed PWM is verified by simulation and experiment, the algorithm is general, simple and easy to digital realization. The simulational and experimental results prove its validity and feasibility.

Cascaded H-bridge; PWM; capacitor voltage balance; three-level

2016-06-30

廣東省公益研究與能力建設(shè)專項(xiàng)(2015A010106018)；廣東省教育廳高校創(chuàng)新人才項(xiàng)目(2014KQNCX 217)。

張志(1981—)，男，湖南華容人，高級(jí)工程師，博士后，主要從事電力電子裝置系統(tǒng)及其控制研究。

TM464

A

1009-0312(2016)05-0034-07