張 杰 宋文勝 王順亮 王雨琦

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一種動(dòng)車(chē)組網(wǎng)側(cè)變流器的動(dòng)態(tài)性能優(yōu)化控制算法

張 杰 宋文勝 王順亮 王雨琦

（西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院 成都 610031）

以我國(guó)CRH系列動(dòng)車(chē)組網(wǎng)側(cè)變流器為研究對(duì)象，以提高其控制系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能為目的，首先分析了網(wǎng)側(cè)變流器工作原理和數(shù)學(xué)模型；然后對(duì)其瞬態(tài)直接電流控制和DQ電流解耦控制兩種常用算法進(jìn)行了對(duì)比分析，尤其是兩者在負(fù)載突變情況下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能；在此基礎(chǔ)上，結(jié)合兩者優(yōu)點(diǎn)，給出了一種兼?zhèn)鋬煞N控制算法優(yōu)點(diǎn)的混合型優(yōu)化控制算法。最后，分別對(duì)三種控制算法進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)測(cè)試，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，與瞬態(tài)直接電流控制和DQ電流解耦控制相比，混合優(yōu)化控制算法具有最佳的直流側(cè)電壓動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)能力。

網(wǎng)側(cè)變流器 瞬態(tài)直接電流控制 DQ電流解耦控制 動(dòng)態(tài)響應(yīng) 混合優(yōu)化控制

0 引言

由于PWM整流器具有輸入電流正弦度高、諧波含量小、功率因數(shù)近似為1、直流側(cè)電壓穩(wěn)定且魯棒性強(qiáng)和能量可雙向流動(dòng)等優(yōu)點(diǎn)[1,2]，自德國(guó)學(xué)者A. Busse等于1982年提出基于可關(guān)斷器件的三相全橋PWM整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以來(lái)[2]，PWM整流器已在工業(yè)領(lǐng)域得到廣泛應(yīng)用，尤其是在鐵路牽引領(lǐng)域，電力機(jī)車(chē)和動(dòng)車(chē)組的網(wǎng)側(cè)變流器均采用單相脈沖整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。目前其控制算法較多且較成熟，常見(jiàn)的控制算法有間接電流控制法[3,4]、滯環(huán)電流控制法[5]、瞬態(tài)直接電流控制法[6-8]、預(yù)測(cè)電流控制法[9]、直軸交軸（Direct-axis Quadrature-axis，DQ）電流解耦控制法[10-12]和直接功率控制法等[13-19]。

文獻(xiàn)[4,5]提出并研究了間接電流控制，對(duì)線性平均控制與反饋線性控制兩種算法進(jìn)行了對(duì)比研究，重點(diǎn)對(duì)脈沖擾動(dòng)的消除與負(fù)載突變時(shí)的響應(yīng)性能進(jìn)行了分析對(duì)比。但間接電流控制算法由于無(wú)電流控制環(huán)，存在系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢和抗干擾能力差的缺點(diǎn)。文獻(xiàn)[6,7]介紹了電力牽引系統(tǒng)網(wǎng)側(cè)變流器中常用的瞬態(tài)直接電流控制算法，該算法是基于直流側(cè)電壓外環(huán)和網(wǎng)側(cè)電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制框架，其中電流內(nèi)環(huán)采用比例控制器或者比例積分（Proportional-Integral，PI）控制器，該算法動(dòng)態(tài)響應(yīng)快，但容易出現(xiàn)穩(wěn)態(tài)誤差。因此，文獻(xiàn)[8]針對(duì)傳統(tǒng)瞬態(tài)直接電流控制算法中電流內(nèi)環(huán) PI 控制器對(duì)正弦指令電流跟蹤不準(zhǔn)確和存在穩(wěn)態(tài)誤差的問(wèn)題，提出電流內(nèi)環(huán)采用比例諧振（Proportional-Resonant，PR）控制器的方案，但PR控制存在穩(wěn)定裕度小的缺點(diǎn)，為消除附加電流預(yù)測(cè)環(huán)節(jié)與高增益可能導(dǎo)致的不穩(wěn)定，該文獻(xiàn)提出了如何選擇PR控制器增益的方法。文獻(xiàn)[16]對(duì)多種形式的電流控制算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性、穩(wěn)態(tài)特性和控制系統(tǒng)復(fù)雜性進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)對(duì)比，總結(jié)了各種算法的優(yōu)缺點(diǎn)。綜上所述，各種算法都存在相應(yīng)的優(yōu)點(diǎn)和缺陷，在滿足基本控制要求的情況下，能否尋求一種具有多種算法動(dòng)態(tài)響應(yīng)優(yōu)點(diǎn)的控制策略值得進(jìn)一步深入研究和探討。

本文以我國(guó)CRH動(dòng)車(chē)組網(wǎng)側(cè)變流器為研究對(duì)象，以改善其動(dòng)態(tài)控制性能為目的，首先對(duì)經(jīng)典的瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法進(jìn)行了對(duì)比分析，重點(diǎn)對(duì)比兩者在負(fù)載突變情況下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。然后，在此基礎(chǔ)上，結(jié)合兩者優(yōu)點(diǎn)，給出了一種兼?zhèn)鋬煞N控制算法優(yōu)點(diǎn)的混合優(yōu)化控制算法。最后，分別對(duì)三種控制算法進(jìn)行了計(jì)算機(jī)仿真和半實(shí)物實(shí)驗(yàn)測(cè)試，進(jìn)一步對(duì)比和驗(yàn)證這三種算法的性能和特點(diǎn)。

1 動(dòng)車(chē)組網(wǎng)側(cè)變流器工作原理

CRH系列動(dòng)車(chē)組的網(wǎng)側(cè)變流器主要有兩種拓?fù)洌簡(jiǎn)蜗鄡呻娖胶蛦蜗嗳娖浇Y(jié)構(gòu)，以兩電平拓?fù)錇槔?，如圖1所示，其中N和N分別為網(wǎng)側(cè)等效電阻和網(wǎng)側(cè)漏電感，帶有續(xù)流二極管的IGBT器件VT1、VT2、VT3和VT4構(gòu)成全控橋臂，直流側(cè)由儲(chǔ)能電容d構(gòu)成，通常兩電平拓?fù)溥€包括串聯(lián)電感、電容濾波結(jié)構(gòu)，如圖1中濾波電感2和濾波電容2。

圖1 兩電平PWM整流器拓?fù)?/p>

為便于分析，針對(duì)圖1所示的兩電平PWM整流器，定義其理想開(kāi)關(guān)函數(shù)A、B分別為

顯然，對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)函數(shù)AB有4種不同的狀態(tài)，即AB=00、01、10、11。在這些開(kāi)關(guān)狀態(tài)下，輸入端電壓AB有三種不同值即直流側(cè)電壓d、0、-d，且AB可表示為

2 網(wǎng)側(cè)變流器控制算法

動(dòng)車(chē)組的網(wǎng)側(cè)變流器，不論是兩電平拓?fù)溥€是三電平拓?fù)?，其等效電路都可?jiǎn)化如圖2所示電路。

圖2 脈沖整流器等效電路

在只考慮電壓、電流基波分量的情況下，脈沖整流器的電壓相量平衡方程為

式中，N為網(wǎng)側(cè)電流相量；AB為整流器輸入電壓相量。

等效電路相量如圖3所示。由電壓相量圖可知，當(dāng)相量N一定時(shí)，相量N的幅值和相位僅由相量AB的幅值及其與N的相位差決定。即PWM整流器交流側(cè)的電流大小和相位，可通過(guò)改變其輸入電壓相量AB幅值的相位加以控制。PWM整流器的控制原理是通過(guò)不同的控制方法，適當(dāng)調(diào)節(jié)相量AB的幅值來(lái)調(diào)節(jié)脈沖整流器輸入電流的相位，以控制系統(tǒng)的功率因數(shù)；調(diào)節(jié)AB的相位，可調(diào)節(jié)輸入電流的大小，以控制輸入脈沖整流器的能量，也就可以控制直流側(cè)輸出電壓。

圖3 整流器電路相量

2.1 瞬態(tài)直接電流控制算法

瞬態(tài)直接電流控制算法框圖如圖4所示。

圖4 瞬態(tài)直接電流控制算法

瞬態(tài)直接電流控制采用電壓、電流雙閉環(huán)的控制結(jié)構(gòu)。電壓外環(huán)通過(guò)反饋直流側(cè)電壓d與參考電壓比較，通過(guò)PI控制器調(diào)節(jié)生成電流調(diào)節(jié)量N1。結(jié)合直流側(cè)電流d以及交流側(cè)電壓N的有效值N，根據(jù)功率平衡，求出交流側(cè)電流N2。N1與N2相加生成參考電流值。

式中，Kp為電壓外環(huán)PI控制器比例參數(shù)；Ki為電壓外環(huán)PI控制器積分參數(shù)。

電流內(nèi)環(huán)采用比例控制調(diào)節(jié)器，通過(guò)比較電流瞬態(tài)值N與參考電流瞬態(tài)值sin形成電壓調(diào)節(jié)量，得到整流器交流側(cè)輸入電壓為

式中，Kp為電流內(nèi)環(huán)P控制器比例參數(shù)。

2.2 DQ電流解耦控制算法

DQ電流解耦控制方法的本質(zhì)，是將電壓、電流信號(hào)按照坐標(biāo)變換的方法分解成為有功與無(wú)功分量，通過(guò)閉環(huán)控制使有功、無(wú)功分量分別達(dá)到給定值。

將網(wǎng)側(cè)輸入電壓信號(hào)N視為兩相靜止坐標(biāo)系下的電壓信號(hào)a和b，即

同理，對(duì)于輸入電流N，可分解為兩相靜止坐標(biāo)系下的電流信號(hào)Nα和Nβ，即

對(duì)式（4）進(jìn)行Park變換，設(shè)變換矩陣

可得

由

可得

將式（13）代入式（12）可得

式中

即

式中，Nd和Nq分別為輸入電流N在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq軸分量。

將式（15）代入式（14）化簡(jiǎn)得到網(wǎng)側(cè)輸入電壓信號(hào)N在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq軸分量Nd、Nq分別為

則整流器輸入電壓信號(hào)AB在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的dq軸分量AB-d、AB-q分別為

假設(shè)網(wǎng)側(cè)輸入電壓為理想正弦波，則在理想情況下，輸入電流基波也是理想正弦波，則

式中，Nm為網(wǎng)側(cè)輸入電壓的峰值；為d軸指令電流。

引入預(yù)測(cè)電流控制原理[4]，令NdN/d=N(-N)/s。其中，s表示開(kāi)關(guān)周期；表示輸入電流指令。

可將式（17）進(jìn)一步化簡(jiǎn)，得到

根據(jù)式（19），得到整個(gè)控制系統(tǒng)框圖如圖5所示。

圖5 DQ電流解耦控制框圖

2.3 混合優(yōu)化控制算法

通過(guò)分析以上兩種控制算法可發(fā)現(xiàn)，DQ電流解耦控制與瞬態(tài)直接電流控制各有優(yōu)缺點(diǎn)。顯然，控制方式的不同將直接影響控制效果，兩種控制方式都源于式（4），通過(guò)計(jì)算獲得調(diào)制信號(hào)AB。仔細(xì)分析兩種控制算法可發(fā)現(xiàn)，其差別主要表現(xiàn)在以下三個(gè)方面：

（1）瞬態(tài)直接電流控制采用參考電流代入式（4）計(jì)算，DQ電流解耦控制用實(shí)時(shí)電流值代入式（4）計(jì)算。

（2）對(duì)比圖4和圖5可知，瞬態(tài)直接電流控制的參考電流量中通過(guò)引入實(shí)時(shí)功率計(jì)算的參考電流分量N2，同時(shí)在求得AB后，引入?yún)⒖茧娏髋c實(shí)時(shí)電流的差作為AB的調(diào)節(jié)量。

（3）瞬態(tài)直接電流控制的本質(zhì)是基于實(shí)時(shí)電流的控制，而DQ電流解耦控制是基于穩(wěn)態(tài)電流的控制。因此，可推測(cè)瞬態(tài)直接電流控制的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能較好，而DQ電流解耦控制直流側(cè)電壓穩(wěn)態(tài)時(shí)的波動(dòng)較小。

為兼得兩種算法的優(yōu)點(diǎn)，將兩種控制算法相結(jié)合，得到一種混合優(yōu)化控制算法，圖6給出了混合優(yōu)化控制的原理框圖。

該混合控制算法，以DQ電流解耦控制算法為框架，參考瞬態(tài)直接電流控制算法，首先根據(jù)輸入、輸出功率平衡，在DQ電流解耦控制算法計(jì)算d軸電流參考值時(shí)，加入交流電流分量N2，獲得并作為d軸電流參考值，在2r-2s旋轉(zhuǎn)變換獲得AB-a之后，再次結(jié)合瞬態(tài)直接電流控制算法，通過(guò)電流瞬態(tài)值N與參考電流瞬態(tài)值sin比較形成電壓調(diào)節(jié)量，調(diào)節(jié)AB-a形成調(diào)制信號(hào)AB。

2.4 動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性分析

單相脈沖整流器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性分析主要是以其數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)而開(kāi)展，而對(duì)單相脈沖整流器的線性化數(shù)學(xué)模型以及從傳遞函數(shù)的角度對(duì)脈沖整流器的分析已有許多研究成果[20,21]。根據(jù)單相脈沖整流器的數(shù)學(xué)模型及控制器設(shè)計(jì)理論[20]，瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法均可概括為雙閉環(huán)控制，其控制算法結(jié)構(gòu)如圖7所示。其中，G()表示電壓外環(huán)控制器的傳遞函數(shù)；G()表示電流內(nèi)環(huán)控制器的傳遞函數(shù)；pwm()表示由于調(diào)制引起的小慣性環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)；G()表示開(kāi)關(guān)函數(shù)的簡(jiǎn)化等效傳遞函數(shù)；表示采樣引起的慣性環(huán)節(jié)；N表示網(wǎng)側(cè)電感，取值2.2mH；N表示網(wǎng)側(cè)等效電阻，取值0.1W。

圖7 簡(jiǎn)化的傳統(tǒng)控制算法結(jié)構(gòu)

根據(jù)瞬態(tài)直流電流控制與DQ電流解耦控制算法原理，將主電路參數(shù)及最佳整定法[20]確定的電壓外環(huán)控制器PI參數(shù)代入，得到簡(jiǎn)化后的瞬態(tài)直接電流控制與引入預(yù)測(cè)電流控制的DQ電流解耦控制的傳遞函數(shù)分別為

式中，表示簡(jiǎn)化的系統(tǒng)采樣控制周期；Kp表示電流內(nèi)環(huán)P控制參數(shù)。

混合優(yōu)化控制算法的結(jié)構(gòu)如圖8所示，圖中L()表示負(fù)載電流信號(hào)反饋給電流控制器的傳遞函數(shù)。負(fù)載為純電阻負(fù)載，通過(guò)增加負(fù)載電流作為反饋量，結(jié)合網(wǎng)壓的前饋控制，使得系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度加快。同時(shí)，結(jié)合預(yù)測(cè)電流控制的原理，將電流內(nèi)環(huán)控制器簡(jiǎn)化為比例控制器，即少了一個(gè)慣性環(huán)節(jié)，降低了系統(tǒng)的復(fù)雜程度，大大提高系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

圖8 簡(jiǎn)化的混合控制算法結(jié)構(gòu)

根據(jù)圖8所示混合控制算法的結(jié)構(gòu)圖，代入各環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)，化簡(jiǎn)得出混合控制算法的傳遞函數(shù)為

式中，L表示負(fù)載電阻。

根據(jù)三種控制算法的傳遞函數(shù)對(duì)其動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能作定量分析。圖9是三種控制算法的單位階躍響應(yīng)，由圖可知，混合控制算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能明顯優(yōu)于傳統(tǒng)的控制策略，超調(diào)量與響應(yīng)時(shí)間都有明顯改善。

圖9 三種控制算法單位階躍響應(yīng)

3 仿真對(duì)比

為進(jìn)一步對(duì)比和驗(yàn)證瞬態(tài)直接電流控制、DQ電流解耦控制和混合優(yōu)化控制三種算法的性能，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了單相脈沖整流器及其控制系統(tǒng)的仿真模型。模型參數(shù)如下：網(wǎng)側(cè)電源電壓有效值Nm=1500V，網(wǎng)側(cè)電感N=2.2mH，網(wǎng)側(cè)等效電阻N=0.1W，直流側(cè)電容d=2mF，直流電壓給定值=3 000V，負(fù)載突變前電阻L=15W，負(fù)載突變后L=7.5W，開(kāi)關(guān)頻率s=1.25kHz。直流側(cè)采用串聯(lián)電感、電容濾波環(huán)節(jié)，參數(shù)為2=0.84mH，2=3mF。

圖10為混合控制算法負(fù)載突變時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓、電流的計(jì)算機(jī)仿真波形圖。由圖10可知，混合優(yōu)化控制方式能夠很好地實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)變流器的控制目標(biāo)，同時(shí)在負(fù)載變化（0.5s時(shí)負(fù)載從15W跳到7.5W）時(shí)，電流能夠快速跟蹤電壓相位。

圖10 負(fù)載突變時(shí)網(wǎng)側(cè)電壓、電流仿真波形

圖11給出了加載情況下三種控制算法的直流側(cè)電壓波動(dòng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果。其中，圖11a為DQ電流解耦控制算法，圖11b為瞬態(tài)直接電流控制算法，圖11c為混合優(yōu)化控制算法。仿真結(jié)果表明，DQ電流解耦控制直流側(cè)電壓超調(diào)量遠(yuǎn)大于瞬態(tài)直接電流控制，瞬態(tài)直接電流控制算法的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)時(shí)間則長(zhǎng)于DQ電流解耦控制。而混合優(yōu)化控制算法在電壓超調(diào)與調(diào)節(jié)時(shí)間方面，與以上兩種控制算法相比有明顯改善。表1是三種控制算法下的動(dòng)態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果對(duì)比數(shù)據(jù)。

表1 三種算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能仿真數(shù)據(jù)對(duì)比

圖11 突加負(fù)載時(shí)直流側(cè)電壓仿真波形

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為進(jìn)一步驗(yàn)證混合優(yōu)化控制算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能優(yōu)于DQ電流解耦控制與瞬態(tài)直接電流控制，本文基于TMS320F2812編寫(xiě)了三種控制算法的程序，并基于OPAL-RT公司的RT-LAB半實(shí)物仿真平臺(tái)進(jìn)行了半實(shí)物（Hardware In the Loop，HIL）測(cè)試實(shí)驗(yàn)。

實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖12所示，主電路由RT-LAB半實(shí)物仿真平臺(tái)搭建的兩電平脈沖整流器構(gòu)成，實(shí)驗(yàn)電路采用與計(jì)算機(jī)仿真完全一致的參數(shù)?？刂齐娐凡捎肈SP為主控制芯片，采用CBPWM脈沖生成方式。RT-LAB模擬板卡或數(shù)字板卡與DSP進(jìn)行數(shù)據(jù)交換，上位機(jī)通過(guò)網(wǎng)絡(luò)連接實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，進(jìn)行實(shí)時(shí)觀測(cè)及參數(shù)設(shè)置，實(shí)驗(yàn)波形通過(guò)示波器實(shí)時(shí)顯示，20mV/格。其中直流電壓采樣比為1∶20 000。

圖12 半實(shí)物實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

圖13為網(wǎng)側(cè)電壓、電流與直流側(cè)電壓在負(fù)載突變前后的波形，由圖可知，網(wǎng)側(cè)電壓與電流同相位，電流正弦度較高，直流側(cè)電壓平穩(wěn)。

圖13 網(wǎng)側(cè)電壓、網(wǎng)側(cè)電流和直流側(cè)電壓的半實(shí)物實(shí)驗(yàn)波形

圖14給出了突加負(fù)載時(shí)直流側(cè)電壓的半實(shí)物實(shí)驗(yàn)測(cè)試波形，其中圖14a為DQ電流解耦控制算法，圖14b為瞬態(tài)直接電流控制算法，圖14c為混合優(yōu)化控制算法。

表2給出了半實(shí)物測(cè)試時(shí)，三種控制算法在突加負(fù)載情況下的直流側(cè)電壓動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能測(cè)試數(shù)據(jù)。

表2 三種算法的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能半實(shí)物測(cè)試數(shù)據(jù)對(duì)比

對(duì)比表1和表2可知，半實(shí)物實(shí)驗(yàn)測(cè)試結(jié)果與計(jì)算機(jī)仿真結(jié)果基本一致，仿真結(jié)果與半實(shí)物測(cè)試實(shí)驗(yàn)都很好地證明了混合優(yōu)化控制算法具有良好的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

5 結(jié)論

動(dòng)車(chē)組網(wǎng)側(cè)變流器所采用的兩種控制方式，瞬態(tài)直接電流控制與DQ電流解耦控制算法均能滿足網(wǎng)側(cè)變流器控制性能，但在動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能上具有明顯的區(qū)別。瞬態(tài)直接電流控制算法在電壓超調(diào)上優(yōu)于DQ電流解耦控制算法，DQ電流解耦控制的調(diào)節(jié)時(shí)間明顯小于瞬態(tài)直接電流控制算法。另外，在穩(wěn)態(tài)時(shí)直流側(cè)電壓波動(dòng)的控制上，瞬態(tài)直接電流控制算法具有一定的優(yōu)勢(shì)。

本文綜合兩種控制算法的優(yōu)點(diǎn)，給出了一種混合優(yōu)化控制算法，在相同的控制系統(tǒng)參數(shù)下，理論分析、計(jì)算機(jī)仿真和半實(shí)物測(cè)試實(shí)驗(yàn)都很好地證明混合優(yōu)化控制方式具有更小的電壓超調(diào)量和更快的調(diào)節(jié)時(shí)間，系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能優(yōu)越。

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An Optimal Control Method of Grid-Side Converters of EMUs for Improving Dynamic Response

（Southwest Jiaotong University Chengdu 610031 China）

In order to enhance dynamic performance features of the grid-side converters of CRH EMUs traction control system in China, the operating principle and mathematic model of the grid-side converter are firstly analyzed. Secondly, instantaneous current control and DQ current decoupling control schemes are illustrated and compared, especially the comparison of dynamic performance against load variation. Meanwhile, an optimal hybrid control scheme is proposed with both advantages of these schemes. Finally, these three schemes are tested and compared in computer simulation and hardware in loop experimental platform. Simulation and experimental results show that the dynamic performance of DC-link voltage of the hybrid control scheme is better than that of either instantaneous current control or DQ current decoupling control scheme.

Grid-side converter, instantaneous current control, DQ current decoupling control, dynamic performance, optimal hybrid controller

TM461

張 杰 男，1990年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏恳涣鱾鲃?dòng)及其控制。

宋文勝 男，1985年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)、電力牽引交流傳動(dòng)及其控制。

2013-09-22 改稿日期 2014-01-25

國(guó)家自然科學(xué)基金（51207131、51277153），中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)專項(xiàng)資金（2682013CX017）和西南交通大學(xué)實(shí)驗(yàn)教學(xué)與實(shí)驗(yàn)技術(shù)項(xiàng)目資助。