張建文 王 鵬 王 晗 蔡 旭

（上海交通大學(xué)風(fēng)力發(fā)電研究中心 上海 200240）

0 引言

近年來(lái)，隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，逆變器越來(lái)越朝著大容量的方向發(fā)展[1]。特別是在新能源應(yīng)用領(lǐng)域，例如風(fēng)力發(fā)電，光伏發(fā)電和蓄能電站等，其中逆變器的容量可以高達(dá)數(shù)MW。然而受制于功率開(kāi)關(guān)器件通流能力，在大功率應(yīng)用場(chǎng)合特別是在低壓大電流領(lǐng)域，單逆變器技術(shù)方案難以滿足功率輸出的要求，只能采用多個(gè)逆變器并聯(lián)的技術(shù)方案以提高逆變器的輸出功率。并聯(lián)技術(shù)的采用使得在大容量應(yīng)用場(chǎng)合采用低功率等級(jí)的開(kāi)關(guān)器件成為可能，降低了生產(chǎn)成本；同時(shí)，采用并聯(lián)技術(shù)便于進(jìn)行模塊化設(shè)計(jì)以縮短生產(chǎn)周期，并拓寬了功率模塊的使用范圍[2,3]。

一般采用的單套逆變器系統(tǒng)為三相三線制結(jié)構(gòu)，所以沒(méi)有零序環(huán)流通道，故不存在環(huán)流問(wèn)題，但在多逆變器并聯(lián)的系統(tǒng)中，存在環(huán)流通道，如果不加以抑制，就會(huì)引起嚴(yán)重的環(huán)流問(wèn)題[4-6]。由于環(huán)流只在并聯(lián)的逆變器之間流動(dòng)，并不體現(xiàn)在并聯(lián)逆變器的輸出總電流中，因此環(huán)流的存在一定程度上降低了系統(tǒng)的有效容量，同時(shí)增加了電路的損耗，降低了系統(tǒng)的效率[4,5]。由于逆變器等效直流內(nèi)阻和輸出引線的電阻很小，并聯(lián)逆變器各模塊輸出電壓之間較小的直流分量差也會(huì)造成較大的直流環(huán)流。過(guò)大的直流環(huán)流有可能使逆變器輸出濾波電感飽和，使得逆變器不能正常工作；其次，即使各模塊輸出電壓的幅值和相位相同，由于直流環(huán)流的存在，各模塊的熱應(yīng)力和電應(yīng)力仍不均衡，降低了并聯(lián)系統(tǒng)的可靠性。環(huán)流還會(huì)引起不均流問(wèn)題，從而使功率開(kāi)關(guān)器件承受的電流應(yīng)力不均衡，影響其使用壽命，并限制了系統(tǒng)容量的增加[4-6]。因此，環(huán)流抑制和均流控制是多并聯(lián)逆變器控制必須要解決的關(guān)鍵問(wèn)題。

消除環(huán)流主要有兩種方法。一是在硬件上消除環(huán)流通道，一是軟件上采用適當(dāng)?shù)目刂品椒▽?duì)環(huán)流加以抑制。文獻(xiàn)[7]采用交流側(cè)帶隔離變壓器的方案，阻斷了交流側(cè)環(huán)流通路，但是隔離變壓器的體積和重量很大，使得系統(tǒng)的成本大大增加。文獻(xiàn)[8]提出的獨(dú)立直流母線拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，消除了環(huán)流通道，但這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)只適用于具有電氣隔離作用的六相電機(jī)，不適用于三相電機(jī)，應(yīng)用場(chǎng)合受到嚴(yán)重限制。文獻(xiàn)[9]將并聯(lián)變換器當(dāng)作一個(gè)整體來(lái)控制，從控制方法上抑制了環(huán)流，但這種方式控制復(fù)雜，當(dāng)更多模塊并聯(lián)時(shí)很難實(shí)現(xiàn)。

針對(duì)上述問(wèn)題，本文建立了多個(gè)逆變器并聯(lián)拓?fù)鋽?shù)學(xué)模型，在此基礎(chǔ)上，定義了衡量環(huán)流大小和不均流程度的數(shù)學(xué)公式，分析了環(huán)流和不均流的形成機(jī)理，證明了環(huán)流產(chǎn)生的根本原因是由于各并聯(lián)逆變器輸出電壓不一致造成的，因此，抑制并聯(lián)逆變器環(huán)流的最有效辦法就是通過(guò)調(diào)節(jié)各個(gè)并聯(lián)逆變器的輸出電壓使之基本相等從而抑制環(huán)流。

本文設(shè)計(jì)了一套基于主從式控制結(jié)構(gòu)的數(shù)字控制器，通過(guò)高速光纖串行通信將各個(gè)子控制器采集的模擬信號(hào)傳送至主控制器中進(jìn)行集中處理；主控制器同樣通過(guò)高速光纖串行通信向各個(gè)從控制器發(fā)送相同的脈沖占空比信息，通過(guò)高速光纖串行通信同步發(fā)送機(jī)制，確保各并聯(lián)逆變器輸出電壓的一致性；此外，主控制器在每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)向各個(gè)從控制器發(fā)送硬件同步信號(hào)，確保各個(gè)子控制器中三角載波的同步性；在保證逆變器輸出端電壓基本一致的條件下，提出一種脈沖延時(shí)補(bǔ)償方案對(duì)由于逆變器輸出阻抗不一致所導(dǎo)致的相電流不均流問(wèn)題進(jìn)行了補(bǔ)償。最后，在實(shí)驗(yàn)室樣機(jī)上進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析以及提出控制策略的正確性。

1 多逆變器并聯(lián)的數(shù)學(xué)模型

圖1所示為多個(gè)逆變器并聯(lián)驅(qū)動(dòng)異步電機(jī)的結(jié)構(gòu)示意圖，系統(tǒng)由N個(gè)結(jié)構(gòu)完全相同的三相 IGBT全控橋（BH-1,…,BH-N）組成，所有N個(gè)三相全控橋的直流端均連接在一起，三相全控橋的輸出端通過(guò)均流電抗器L1,…,LN相連于一起接在異步電機(jī)的三相輸入定子端。

圖1 多逆變器并聯(lián)的拓?fù)鋱DFig.1 Topology of multiple parallel inverters

多逆變器并聯(lián)的控制目標(biāo)：①控制逆變器輸出的總電流平衡，也即流入電機(jī)的三相電流isa、isb和isc平衡；②抑制各子逆變器之間的環(huán)流；③抑制各子逆變器輸出電流的不均流現(xiàn)象，即控制isa1=··=isaN，isb1=··=isbN和isc1=··=iscN。

1.1 多逆變器并聯(lián)的電流分析

圖2所示為N個(gè)三相逆變器并聯(lián)接異步電動(dòng)機(jī)的等效數(shù)學(xué)模型。假設(shè)每個(gè)并聯(lián)逆變器的三相串聯(lián)均流電抗器和線路雜散參數(shù)相等，圖中uan、ubn和ucn分別為n個(gè)并聯(lián)逆變器的輸出三相端電壓；Rn和Ln為考慮線路雜散參數(shù)以及加上各并聯(lián)逆變器串聯(lián)均流電抗器的等效電阻和電感；ua、ub和uc分別為電機(jī)三相定子端電壓；Rs和Ls分別為電機(jī)的定子等效電阻和電感；ea、eb和ec為電機(jī)的三相感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)。

圖2 多逆變器并聯(lián)的數(shù)學(xué)模型Fig.2 Mathematic model of multiple parallel inverters

由圖2，根據(jù)基爾霍夫電流定律可得

式中，iskn為第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相相電流；ukn為第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相輸出端電壓；uk為并聯(lián)逆變器輸出公共端k點(diǎn)端電壓，其中k=a,b和c；Rln+jωLln為第n個(gè)逆變器輸出端至電機(jī)定子公共端的輸出線路的雜散阻抗參數(shù)，Rzn+jωLzn為第n個(gè)逆變器串聯(lián)的均流電抗器阻抗參數(shù)，ω為逆變器輸出電流的角頻率。

為了更加有效地分析各并聯(lián)子逆變器的輸出電流平衡特性，定義如下兩個(gè)變量：

（1）環(huán)流。定義第m個(gè)逆變器與第n個(gè)逆變器的k相之間的環(huán)流大小為

（2）不均流度。定義第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相相電流的不均流度為

考慮下面兩種情況下，多個(gè)逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的環(huán)流和不均流情況：

（1）各并聯(lián)逆變器的串聯(lián)均流電抗器與線路雜散參數(shù)均相等，即Z1=Z2=…=ZN=Z，則

式（2）可簡(jiǎn)化為

式（3）可簡(jiǎn)化為

由式（4）和式（5）可知，在情況（1）條件下，環(huán)流大小取決于逆變器的輸出阻抗、各并聯(lián)逆變器輸出端電壓的差值；不均流度取決于各個(gè)并聯(lián)逆變器的輸出端電壓與多個(gè)并聯(lián)逆變器輸出端電壓的均值的偏離程度。

（2）各并聯(lián)逆變器的輸出端電壓均相等，即uk1=uk2=…=ukN=uks，則

式（2）可簡(jiǎn)化為

式（3）可簡(jiǎn)化為

由式（6）和式（7）可知，在情況（2）條件下，環(huán)流大小取決于逆變器輸出阻抗的差異性；不均流度取決于各個(gè)并聯(lián)逆變器的輸出阻抗與多個(gè)并聯(lián)逆變器輸出阻抗均值的偏離程度。

由式（6）可知，當(dāng)各并聯(lián)逆變器輸出端電壓相等時(shí)，環(huán)流大小主要取決于各并聯(lián)逆變器串聯(lián)電抗器和線路雜散阻抗之間的差值，對(duì)于文中提出的系統(tǒng)，串聯(lián)電抗器本身的值就很小，而線路雜散阻抗更是可以忽略不計(jì)，因此由于串聯(lián)電抗器阻抗不一致所造成的環(huán)流是非常小的。

由式（7）可知，當(dāng)各并聯(lián)逆變器輸出端電壓相等時(shí)，第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相相電流的不均流度主要取決于該相串聯(lián)電抗器的導(dǎo)納以及所有k相串聯(lián)電抗器的導(dǎo)納平均值，一般情況下，很難保證所有n個(gè)并聯(lián)系統(tǒng)的串聯(lián)電抗器的導(dǎo)納值相等，因此不均流的現(xiàn)象總是不可避免的。

對(duì)于文中提出的系統(tǒng)，由于串聯(lián)均流電抗器的值很小，綜上分析可以得出以下幾個(gè)結(jié)論：

（1）環(huán)流主要由并聯(lián)逆變器輸出電壓差異性造成；不均流除了受各并聯(lián)逆變器輸出電壓影響，還取決于各并聯(lián)逆變器輸出阻抗的參數(shù)差異性。

（2）由于本系統(tǒng)串聯(lián)均流電抗器非常小，在并聯(lián)逆變器輸出電壓差異性很小的情況，可以忽略由于逆變器輸出阻抗不一致所引起的環(huán)流大小。

（3）由于很難保證所有N個(gè)并聯(lián)逆變器的串聯(lián)電抗器的阻抗一致性，因此即使在并聯(lián)逆變器輸出電壓差異性很小的情況，不均流的現(xiàn)象也總是存在的。

綜上分析，對(duì)于多個(gè)逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的控制，首要目標(biāo)是控制各并聯(lián)逆變器輸出端電壓相同，以主要抑制各并聯(lián)逆變器之間的環(huán)流大??；然后在各并聯(lián)逆變器輸出端電壓相同的情況下，通過(guò)其他控制方法對(duì)由于并聯(lián)逆變器的輸出阻抗不一致性而引起的輸出相電流不均流進(jìn)行補(bǔ)償。

1.2 多逆變器并聯(lián)的輸出電壓分析

圖3為第n個(gè)并聯(lián)逆變器的k相橋臂的輸出等效示意圖，圖中utkn為上管IGBT的導(dǎo)通壓降；ubkn為下管IGBT的導(dǎo)通壓降，圖3中設(shè)置母線電容的虛擬中點(diǎn)O點(diǎn)作為逆變器輸出電壓的參考零電位。

圖3 逆變器的單相輸出電路Fig.3 Topology of single phase for the inverter

圖4為逆變器一個(gè)橋臂的PWM脈沖信號(hào)生成示意圖，其中uref(t)為調(diào)制信號(hào)，uc(t)為三角載波。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，逆變器輸出電壓ukn為

圖4 逆變器PWM脈沖信號(hào)生成圖Fig.4 PWM pulse generation block of inverter

式中，Udc為逆變器直流母線電壓；skn為第n個(gè)逆變器的k相橋臂的開(kāi)關(guān)函數(shù)，當(dāng)?shù)趎個(gè)逆變器的k相橋臂上管 Stkn導(dǎo)通時(shí)，skn=1；下管 Sbkn導(dǎo)通時(shí)，skn=0。

在一個(gè)載波周期求輸出電壓的平均值，可得

式中，ton為一個(gè)載波周期內(nèi)橋臂上管導(dǎo)通時(shí)間；T為載波周期；Dkn為第n個(gè)逆變器的k相橋臂的占空比。設(shè)uc(t)的幅值為1，采用規(guī)則采樣可得

把式（9）代入式（8）可得一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，逆變器輸出平均端電壓為

式（10）沒(méi)有考慮橋臂死區(qū)的影響，死區(qū)的存在會(huì)使實(shí)際 IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)與理想驅(qū)動(dòng)信號(hào)存在偏移，產(chǎn)生所謂的死區(qū)效應(yīng)，從而導(dǎo)致逆變器實(shí)際輸出電壓值與期望輸出電壓值之間存在一個(gè)誤差電壓[6]。

根據(jù)文獻(xiàn)[6]可得誤差電壓表達(dá)式

式中，Tdkn為第n個(gè)逆變器k相輸出死區(qū)時(shí)間。

綜上，考慮IGBT的導(dǎo)通壓降以及死區(qū)效應(yīng)后，得到逆變器輸出端電壓表達(dá)式

由式（13）可以看出，逆變器輸出端電壓與直流母線電壓、調(diào)制波、IGBT導(dǎo)通壓降以及死區(qū)時(shí)間均有影響。

2 多逆變器并聯(lián)的控制策略

針對(duì)多逆變器并聯(lián)存在的環(huán)流和不均流問(wèn)題，主要考慮從兩個(gè)角度來(lái)解決：一是從器件和線路本身出發(fā)解決系統(tǒng)參數(shù)的一致性問(wèn)題；二是從控制角度出發(fā)保證各并聯(lián)逆變器輸出端電壓的一致性。

2.1 并聯(lián)逆變器參數(shù)一致性考慮

為了抑制環(huán)流和不均流現(xiàn)象，對(duì)于參數(shù)的一致性問(wèn)題，可以從如下幾個(gè)方面考慮：

（1）各并聯(lián)逆變器的直流母線接線端子之間應(yīng)保持盡量短的連接距離，且連接線線徑應(yīng)盡量大，以降低母線寄生電感，避免各并聯(lián)逆變器的母線電壓出現(xiàn)不一致。

（2）選用同批次出廠以及經(jīng)過(guò)一致性測(cè)試的功率器件，以保證各并聯(lián)逆變器選用的 IGBT具有相同的開(kāi)關(guān)特性和導(dǎo)通壓降。

（3）選用同批次出廠以及經(jīng)過(guò)阻抗一致性測(cè)試的串聯(lián)均流電抗器。

（4）各并聯(lián)逆變器的輸出端子與串聯(lián)均流電抗器，串聯(lián)均流電抗器與異步電機(jī)的定子公共端之間的連接距離應(yīng)盡量保持一致，從而保證各并聯(lián)逆變器的輸出線路具有相同的線路阻抗參數(shù)。

圖5 多并聯(lián)逆變器的主從控制結(jié)構(gòu)框圖Fig.5 Master-slave control block of the parallel inverters

2.2 并聯(lián)逆變器輸出電壓一致性控制

為了保證各并聯(lián)逆變器輸出端電壓相同，需要從控制角度保證：

（1）各并聯(lián)逆變器對(duì)應(yīng)的三相載波和調(diào)制波幅值應(yīng)保證一致，相位要保證同步。

（2）各并聯(lián)逆變器設(shè)置相同的死區(qū)時(shí)間。

（3）PWM調(diào)制策略采用SPWM調(diào)制，保證各并聯(lián)逆變器輸出電壓中不含零序電壓分量，從而保證各逆變器之間的零序環(huán)流幾乎為零。

基于高速光纖串行通信同步發(fā)送機(jī)制的主從式系統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)框圖如圖5所示。

圖5中BH-1,BH-2,…,BH-N為N個(gè)并聯(lián)的逆變器，SC-1,SC-2,…,SC-N為N個(gè)從控制器，Master Controller為主控制器。

各從控制器的核心器件由FPGA和A-D轉(zhuǎn)換器組成，主要負(fù)責(zé)采集各并聯(lián)逆變器的電流，經(jīng)過(guò)A-D轉(zhuǎn)換器變?yōu)閿?shù)字信號(hào)，通過(guò)FPGA上的串行光纖通信接口將數(shù)據(jù)發(fā)送至主控制器，同時(shí)將接收到的由主控器發(fā)送過(guò)來(lái)的逆變器占空比信息轉(zhuǎn)換為對(duì)應(yīng)的脈沖信號(hào)經(jīng)過(guò)光纖通道送至逆變器的功率開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路，同時(shí)接收逆變器功率開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路送出的IPM故障信號(hào)，以對(duì)逆變器的IPM進(jìn)行實(shí)時(shí)保護(hù)。

主控制器由A-D轉(zhuǎn)換器，F(xiàn)PGA和DSP以及各種外圍器件組成，其主要功能是采集異步電機(jī)的總電流、速度信號(hào)以及直流母線電壓信號(hào)，經(jīng)過(guò)A-D轉(zhuǎn)換器變?yōu)閿?shù)字信號(hào)，同時(shí)接收子控制器通過(guò)串行光纖通信接口傳送的各個(gè)并聯(lián)逆變器的電流信號(hào)，由DSP對(duì)所有模擬信號(hào)進(jìn)行濾波處理，然后執(zhí)行異步電機(jī)的控制算法，計(jì)算出來(lái)的占空比信息通過(guò)光纖串行通信口同步發(fā)送至各個(gè)并聯(lián)逆變器的子控制器中；此外，主控制器通過(guò)一根同步信號(hào)線來(lái)同步各個(gè)子控制器中的載波信號(hào)，從而保證載波信號(hào)和調(diào)制波信號(hào)的一致性，同步信號(hào)和串行通信每個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)執(zhí)行一次。

采用基于光纖通信的主從控制器結(jié)構(gòu)，基本上能夠保證各并聯(lián)逆變器載波和調(diào)制波的同步性，影響同步時(shí)序的誤差因素有

（1）FPGA晶振。選用同批次一致性好的有源晶振，以減小一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)晶振的累積誤差。

（2）串行光纖通信。保證串行光纖線的長(zhǎng)度一致，采用高速率（10MHz）的光纖通信線，且串行通信比特率高達(dá)7.5Mbit/s，以盡量保證各從控制器能夠同步接收到對(duì)應(yīng)的占空比信息。

2.3 并聯(lián)逆變器輸出相電流均流控制

當(dāng)控制各并聯(lián)逆變器的輸出端電壓近似相等的條件下，根據(jù)式（6）可知，不均流度主要由線路參數(shù)的不一致性決定。

本文提出了一種延時(shí) PWM輸出脈寬來(lái)改善均流效果的控制方法。具體實(shí)現(xiàn)方法如下：當(dāng)dkn＞0時(shí)，則意味著輸出線路lkn的阻抗Zn相比其他線路較小，此時(shí)可以考慮適當(dāng)減小ukn的大小，從而達(dá)到減小dkn的效果；當(dāng)dkn＜0時(shí)，則意味著輸出線路lkn的阻抗Zn相比其他線路較大，此時(shí)可以考慮適當(dāng)增大ukn的大小，從而達(dá)到增大dkn的效果。

延時(shí)脈寬補(bǔ)償法的實(shí)現(xiàn)有兩種方法：

（1）開(kāi)環(huán)補(bǔ)償法。利用采用查表方法，通過(guò)測(cè)量不同電流情況下的不均流度來(lái)建立不同的補(bǔ)償曲線簇，根據(jù)曲線進(jìn)行脈沖寬度的延時(shí)補(bǔ)償。該方法具有實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，基本不增加控制算法的優(yōu)點(diǎn)；不足是補(bǔ)償曲線建立比較復(fù)雜，需要經(jīng)過(guò)長(zhǎng)期反復(fù)測(cè)試獲取實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，才能取得良好的控制效果，適應(yīng)性較差，針對(duì)不同的并聯(lián)系統(tǒng)，因?yàn)閰?shù)不一致，可能需要重新建立補(bǔ)償曲線簇。

（2）閉環(huán)補(bǔ)償法。即采用閉環(huán)PI調(diào)節(jié)的方法，通過(guò)監(jiān)測(cè)不均流度，自動(dòng)進(jìn)行脈沖寬度的調(diào)整，直到不均流度接近為零，圖6所示為閉環(huán)補(bǔ)償法的原理框圖。

圖6 脈寬延時(shí)的閉環(huán)補(bǔ)償法Fig.6 Pulse width delay compensation method

閉環(huán)補(bǔ)償法的優(yōu)點(diǎn)是能夠?qū)崿F(xiàn)自動(dòng)補(bǔ)償，可以適應(yīng)不同并聯(lián)數(shù)量的多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)；缺點(diǎn)是閉環(huán)控制器 PI參數(shù)調(diào)節(jié)困難，且增加控制算法復(fù)雜度；當(dāng)N值很大時(shí)候，會(huì)大大增加程序的計(jì)算量，甚至無(wú)法實(shí)現(xiàn)。

2.4 系統(tǒng)控制框圖

圖7為異步電機(jī)用多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)控制算法框圖。異步電機(jī)多采用矢量控制算法，控制器內(nèi)環(huán)為電流環(huán)，外環(huán)為速度環(huán)。內(nèi)環(huán)控制中，勵(lì)磁電流給定值i*sd=ψr/Lm，其中ψr為轉(zhuǎn)子磁鏈給定值，轉(zhuǎn)矩電流給定值i*sq由速度外環(huán)得到，采用電流前饋解耦實(shí)現(xiàn)勵(lì)磁電流和轉(zhuǎn)矩電流的解耦控制；外環(huán)控制中，參考速度與實(shí)際速度比較，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)得到q軸參考電流值。通過(guò)內(nèi)環(huán)閉環(huán)調(diào)節(jié)得到逆變器的控制電壓，經(jīng)過(guò)SPWM模塊得到逆變器的占空比信息，再結(jié)合不均流計(jì)算模塊輸出的各并聯(lián)逆變器的不均流信息，執(zhí)行相應(yīng)的均流控制算法，得到各并聯(lián)逆變器的占空比信息。

圖7 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)控制框圖Fig.7 Control block of the parallel inverters system

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

通過(guò)實(shí)驗(yàn)來(lái)驗(yàn)證所提多逆變器并聯(lián)運(yùn)行的控制策略的有效性。實(shí)驗(yàn)平臺(tái)如下：690V/50Hz三相電網(wǎng)接一臺(tái)PWM整流器控制直流電壓Udc=1 100V，通過(guò)兩臺(tái)逆變器并聯(lián)驅(qū)動(dòng)一臺(tái)350kW異步電動(dòng)機(jī)，逆變器均流電抗L=40μH。數(shù)字控制器采用TI公司的浮點(diǎn)型 DSP芯片 OMAP137，F(xiàn)PGA選用 Xilinx的Spartan3A系列，型號(hào)XC3S1400A，模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片采用AD公司的16位芯片AD7656，模擬信號(hào)采樣頻率6kHz，開(kāi)關(guān)頻率3kHz。

本文采用開(kāi)環(huán)查表補(bǔ)償法來(lái)抑制兩臺(tái)逆變器并聯(lián)運(yùn)行的不均流情況，初步進(jìn)行試驗(yàn)發(fā)現(xiàn)兩個(gè)子逆變器的 C相電流不均流度幾乎為零，而子逆變器BH-2的A相電流和B相電流相對(duì)較小，因此在實(shí)際應(yīng)用中只需要對(duì)A相和B相電流進(jìn)行補(bǔ)償即可。在不同電流下通過(guò)反復(fù)測(cè)試，可以得到如圖8所示的擬合補(bǔ)償曲線。在實(shí)際應(yīng)用中根據(jù)總電流大小，按照曲線查表得到需要補(bǔ)償?shù)拿}沖時(shí)間進(jìn)行補(bǔ)償即可實(shí)現(xiàn)不均流控制，實(shí)驗(yàn)波形如圖9和圖10所示。

圖8 并聯(lián)逆變器的補(bǔ)償曲線Fig.8 Compensation curves of the parallel inverters

圖9給出了采用均流控制算法前和采用均流控制策略后的實(shí)驗(yàn)波形。由圖9a可見(jiàn)反饋發(fā)電機(jī)電流進(jìn)行控制并聯(lián)逆變器的總輸出三相電流平衡，但是兩并聯(lián)子逆變器的輸出三相電流嚴(yán)重不平衡，特別是A相電流和B相電流的不均流現(xiàn)象尤為明顯；圖9b給出了采用均流控制后的波形情況，采用均流控制算法后兩并聯(lián)逆變器的三相電流平衡，且均占總輸出電流的一半左右，從而大大降低了各并聯(lián)逆變器輸出相電流的不均流度，其中A相電流的不均流度由補(bǔ)償前的34.1%降低到補(bǔ)償后的 3.3%，B相電流的不均流度由補(bǔ)償前的30.9%降低到補(bǔ)償后的 2.5%，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了均流補(bǔ)償算法的正確性。

圖9 兩臺(tái)逆變器并聯(lián)的電流波形Fig.9 Experiments results of the parallel inverters

圖10 不同定子輸出電流下的控制效果Fig.10 Experiments results in different stator currents

圖10給出不同電流下采用均流控制后的逆變器輸出電流波形。由圖10可知，采用圖8所示的補(bǔ)償曲線，在不同電流情況下，在保證總輸出電流平衡的條件下，兩個(gè)并聯(lián)子逆變器的輸出三相電流也實(shí)現(xiàn)了平衡，且其幅值均占總輸出電流的一半左右，說(shuō)明采用所述均流控制策略大大降低了并聯(lián)逆變器輸出相電流的不均流程度，從而驗(yàn)證了所述均流控制策略的正確性。

4 結(jié)論

通過(guò)設(shè)計(jì)主從控制器，利用高速光纖串行通信以及脈沖同步技術(shù)，解決了多并聯(lián)逆變器輸出端電壓不一致問(wèn)題；此外通過(guò)將脈沖調(diào)制方式改為SPWM調(diào)制方式，從而有效地抑制了并聯(lián)系統(tǒng)中存在的環(huán)流問(wèn)題；在上述基礎(chǔ)上，提出一種開(kāi)環(huán)脈沖延時(shí)補(bǔ)償方法，對(duì)多并聯(lián)逆變器輸出的不均流問(wèn)題進(jìn)行了補(bǔ)償。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，提出的方法能夠有效地解決多并聯(lián)逆變器系統(tǒng)存在的環(huán)流和不均流問(wèn)題。

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