陳 慧 吳新科 彭方正

（浙江大學電氣工程學院 杭州 310027）

0 引言

隨著化石燃料的開發(fā)枯竭，清潔能源和電力能源的開發(fā)愈發(fā)受到人們重視。燃料電池作為一種有前景的技術，具有不排放污染物質(zhì)、效率高和設備噪聲低的特點[1-4]。但是它的輸出特性不同于其他普通電源：燃料電池組產(chǎn)生的直流電壓隨著負載改變有著比較寬的變化范圍（2∶1），并且電壓值不高（典型的 5～10kW 的系統(tǒng)電壓小于 60V）[5,6]；另外，由于其輸出功率的動態(tài)響應緩慢，紋波的大小會影響到燃料電池的壽命和工作效率[7]，故要求限制其輸出的電流紋波的大小。在實際應用中，一般需要將燃料電池的低壓輸出升到一個較高的直流母線電壓（對于國內(nèi) 220V交流電網(wǎng)一般升至 400V），所以在燃料電池組后級需要跟隨一級具有寬輸入范圍，低輸入電流紋波的隔離升壓DC-DC變流器。

電流源輸入型推挽變流器是比較適合這種場合的拓撲結構，其變壓器一次繞組電流小，只有一個開關管導通壓降，對于輸入電壓低、電流大的應用場合較為適用[8]，輸入端的電感使得輸入電流連續(xù)且電流紋波較小，濾波器容易設計。圖1為傳統(tǒng)兩相交錯并聯(lián)的電流源型輸入推挽變流器，兩相交錯并聯(lián)處理優(yōu)化了功率分布，減小了輸入電流紋波。

圖1 傳統(tǒng)兩相電流源輸入推挽變流器Fig.1 Schematic of conventional two-phase current-fed push-pull converter

然而，傳統(tǒng)的電流源型推挽變流器由于占空比受到限制（D＞0.5），很難實現(xiàn)很寬的輸入變化范圍。文獻[9,10]提出了一種Flyback型推挽拓撲，可以根據(jù)不同的輸入電壓范圍工作于Buck或Boost模式。當占空比小時，通過增加的耦合電感來增加額外的充放電回路，從而增加變流器的增益范圍。但是由于磁元件設計復雜，而且增加了體積，故一般用于中小功率場合。另外文獻[11]提出了一種混合變流器，根據(jù)不同的輸入電壓范圍，利用額外的開關管來實現(xiàn)電路拓撲結構的重構，從而實現(xiàn)階梯式的電路增益。文獻[12]提出了一種適用于高功率場合的多相交錯并聯(lián)推挽變流器，但是高增益需要很高的變壓器匝比，帶來較大的寄生參數(shù)和變壓器漏感；另外輸入電流斷續(xù)，導致濾波器體積增大。

文獻[13-17]提出了一系列串并聯(lián)的整流結構，分別應用于半波整流、全波整流和倍波整流的電路拓撲。該結構通過增加二極管將兩變壓器二次繞組串聯(lián)，實現(xiàn)在不同占空比下電路拓撲結構的串并聯(lián)自動調(diào)整，從而拓寬了占空比，提高了電路的直流增益范圍，實現(xiàn)了電路的優(yōu)化設計。

根據(jù)文獻[13-17]提出的組合思想和對偶原則。本文提出了一種新型兩相電流源輸入型推挽變流器，電路拓撲如圖2所示。與之前提出的幾種拓撲相比，提出的交錯并聯(lián)變流器具有以下優(yōu)點：

圖2 提出的變壓器一次繞組串并聯(lián)自調(diào)整的電流源輸入推挽變流器Fig.2 Schematic of the proposed transformer primary series-parallel regulated current-fed push-pull converter

（1）變壓器一次繞組可以根據(jù)占空比的變化自動調(diào)整串并聯(lián)結構，擴展了變流器的直流增益，拓寬了電路的輸入電壓范圍，使得該種拓撲更加適合寬范圍的應用場合。

（2）由于交錯并聯(lián)的控制信號，輸入電感的電流紋波大大減小。在相同紋波要求下，減小了輸入電感值和體積。

1 工作機理分析

圖2為本文提出的推挽電路的電路結構圖。電路由兩個推挽電路單元組成：第一相由Q1、Q4、T1、VD1、VD2、VD3和 VD4組成；第二相由 Q2、Q5、T2、VD5、VD6、VD7和 VD8組成。三個輔助開關Q3、Q6和 Q7實現(xiàn)結構上串并聯(lián)的調(diào)整。Lin為輸入電感，T1、T2為兩個一次側中心抽頭的變壓器。變壓器二次側采用全橋整流結構，兩相并聯(lián)。

分析假設電路工作在 CCM模式并且輸出電容Co足夠大，輸出可近似為電壓源，開關管和二極管為理想元件，不考慮寄生參數(shù)的影響，由于變壓器為中心抽頭結構，為了便于分析，在文中將其勵磁電感等效見2所示，電壓的正方向為同名端標注方向。同一相的兩個開關管（Q1和Q4，Q2和 Q5）移相 180°，兩相之間移相 90°，Q3、Q6和 Q7的開關時序由其他開關管和占空比的邏輯關系決定，即

式中，V0.5為與Q1同時開通的占空比為0.5的輔助邏輯同步信號。Q3、Q6相差180°，具體的驅(qū)動時序參見圖3，其中Vgs為相應開關管的驅(qū)動信號，相關電壓、電流的正方向如圖2所示。根據(jù)相關的驅(qū)動時序，忽略死區(qū)時間，電路的穩(wěn)態(tài)工作可以分成兩種情況。

圖3 兩種情況下的主要波形Fig.3 Key waveforms of the proposed converter in two cases

1.1 第一種情況（D＜0.25）

這種情況下，輸入電壓Vin高于nVo，其中n為一、二次側匝比（n=Np∶Ns）；Vo為輸出電壓。一個開關周期下的等效工作電路狀態(tài)可以分作 4個模態(tài)，其主要波形和工作等效電路分別如圖3a和圖4所示。

圖4 變流器在第一種情況下的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of the proposed converter in case 1

（1）模態(tài) 1（t0～t1）：在t0時刻，開關Q1導通，其余開關管關斷，能量一部分從輸入端給輸入電感充電，另一部分能量通過變壓器T1傳輸給負載。此時變壓器T1一次電壓為nVo，所以輸入電感電流在Vin-nVo的作用下線性增加。變壓器 T2的勵磁電感流過Q3的體二極管，同時由于Q1導通，T2被鉗位至零電壓，iLm2值保持不變。

（2）模態(tài) 2（t1～t2）：在t1時刻，Q1關斷，Q3開通，將變壓器T1、T2的一次側串聯(lián)，輸入端和輸入電感一起將能量通過變壓器傳到負載，Lin的電流在Vin-2nVo作用下線性下降。變壓器T1、T2在nVo電壓作用下，勵磁電感電流線性變化。

（3）模態(tài) 3（t2～t3）：在t2時刻，Q3關斷，Q2導通，能量通過變壓器T2傳遞至負載。此時變壓器T2一次電壓為nVo，所以輸入電感在Vin-nVo的作用下電流線性增加。變壓器T1的勵磁電感電流iLm1通過變壓器耦合至另外一個繞組，通過Q4的體二極管導通，將T1的一次電壓限制在nVo，所以勵磁電感電流線性下降，本模態(tài)至t3時刻結束。

（4）模態(tài) 4（t3～t4）：在t3時刻，Q2關斷，Q3開通，將變壓器T1、T2的一次側串聯(lián)，此模態(tài)和模態(tài) 2相同。t4時刻以后，電路半個開關周期結束，后半個開關周期與前半個對稱工作，此處不贅述。

根據(jù)輸入電感電壓在一個周期的伏秒平衡

可以求得第一種情況（D＜0.25）下的電路穩(wěn)態(tài)增益。

1.2 第二種情況（D＞0.25）

當占空比大于0.25時，輸入電壓Vin＜nVo。主要波形和工作等效電路分別如圖3b和圖5所示。半個工作周期可以分為4個穩(wěn)態(tài)工作模態(tài)。

（1）模態(tài) 1（t0～t1）：t0時刻，Q1、Q5和 Q7導通，輸入電感直接在Vin的作用下充電，電流上升，變壓器T1和T2一次電壓被Q7鉗位為零電壓，勵磁電感上的電流通過Q5、Q7回路續(xù)流。此時負載能量由輸出電容提供。

（2）模態(tài) 2（t1～t2）：Q5、Q7在t1時刻關斷，Q1繼續(xù)導通。輸入端的能量和存儲在輸入電感里的能量一起通過T1傳遞到負載。同時，T2的勵磁電感iLm2流過 Q3的體二極管，由于 Q3導通，T2變壓器一次電壓被鉗位至零。

（3）模態(tài) 3（t2～t3）：t2時刻，Q2、Q7開通，Vin直接給輸入電感充電，該模態(tài)和模態(tài)1相似，到t3時刻，Q1、Q7關斷，此模態(tài)結束。

（4）模態(tài) 4（t3～t4）：Q1、Q7在t3時刻關斷，而Q2保持開通，此時變壓器T2一次電壓為nVo，輸入電感在Vin-nVo的作用下電流線性下降。變壓器T1的勵磁電感iLm1耦合至T1的另外一個繞組，通過Q4的體二極管續(xù)流，將 T1一次電壓限制在nVo。t4時刻后，半個工作周期結束，下半個工作周期與前半周期對稱工作，可同理得。

圖5 變流器在第二種情況下的等效電路Fig.5 Equivalent circuits of the proposed converter in case 2

根據(jù)輸入電感電壓在一個開關周期內(nèi)的伏秒平衡

可以求得第二種情況（D＞0.25）下的電路穩(wěn)態(tài)增益。

2 特性分析和設計

2.1 占空比和電壓增益關系

根據(jù)上述分析，提出的串并聯(lián)混合推挽變流器根據(jù)輸入電壓或者占空比的大小可以分為兩個工作狀態(tài)。根據(jù)式（2）和式（3）可得，在整個輸入電壓范圍內(nèi)電壓增益可統(tǒng)一為

式中，n為變壓器匝比，可以根據(jù)式（5）進行設計

式中，Np為變壓器一次匝數(shù)；Ns為變壓器二次匝數(shù)；Vin_min為最低輸入電壓；Dmax是最大占空比；VF為二極管正向?qū)▔航怠?/p>

由于兩個工作模態(tài)在增益上和驅(qū)動邏輯上隨著占空比的變化都是連續(xù)且統(tǒng)一的，所以在兩個模態(tài)之間可以實現(xiàn)平滑切換。

將該拓撲與傳統(tǒng)的推挽電路相比，該拓撲有著更加寬的增益范圍。圖6給出了該拓撲、傳統(tǒng)電流型推挽電路和 Flyback型推挽電路[9,10]的歸一化增益曲線，傳統(tǒng)的兩相電流型推挽電路的占空比受到拓撲結構的限制，范圍比較窄（理論上 0.5＜D＜0.75），文獻[9,10]提出的Flyback型推挽電路在一定程度拓展了電壓增益。本文提出的拓撲由于兩相交錯，所以等效后的占空比為Deff=2D，在理論上可以達到0＜Deff＜1，有著更寬的增益范圍。

圖6 電路電壓增益比較Fig.6 Comparison of the conversion gain

2.2 輸入紋波電流比較

由于該拓撲有兩種工作情況，所以應該對兩種情況分別分析電感電流的紋波ΔIin，綜合兩種情況得

圖7給出了本文提出的電路、傳統(tǒng)推挽電路和Flyback型結構[9,10]的輸入電感電流紋波的對比曲線，該圖在輸入電感Lin=30μH條件下得到的。傳統(tǒng)的單相推挽電路的紋波較大；Flyback型推挽電路拓展了增益范圍，但是不能有效減小整個工作范圍內(nèi)的輸入紋波大??；兩相交錯并聯(lián)的推挽電路由于交錯并聯(lián)控制，輸入電流紋波比單相推挽拓撲的紋波減小一半以上；本文提出的混合型串并聯(lián)推挽變流器的輸入電感電流紋波遠比其他電路小，這有助于減小輸入濾波電感的損耗，減小輸入濾波器的體積，適用于對輸入電流紋波要求比較高的場合，如燃料電池。

圖7 輸入電感電流紋波比較Fig.7 Comparison of the input inductor current ripple

2.3 一次側開關管和整流二極管電壓應力

一次側開關管的電壓應力主要取決于輸出電壓和變壓器匝比，式（7）～式（9）給出了變流器一次側的開關管電壓應力。由于提出的電路拓撲的增益范圍比傳統(tǒng)推挽電路大，在相同輸入輸出條件下，可以得到較小的匝比，故Q1、Q2、Q4和Q5的電壓應力比傳統(tǒng)推挽電路的應力低。

由于二次側整流采用了全橋整流方式，且變壓器二次側沒有輸出濾波電感，故二極管的電壓應力等于輸出電壓。

3 實驗結果

根據(jù)前文所提出的新型一次側串并聯(lián)組合推挽變流器，設計研制了一臺額定工作頻率為100kHz，輸入為20～75V，輸出功率為500W（200V/2.5A）的樣機。同時設計了一臺相同頻率、輸入電壓和輸出功率的傳統(tǒng)兩相推挽變流器（見下表）作為參照對比。下表為變流器的主要元器件和參數(shù)。根據(jù)圖6可選取合適的占空比范圍來確定兩個變壓器的匝比，提出的變流器的匝比為傳統(tǒng)兩相推挽變流器匝比的一半；匝比的不同影響了開關管的應力；輸入電感量的選取基于相同的輸入電流紋波要求，根據(jù)圖7可知在相同電感量下，提出的變流器輸入電流紋波為傳統(tǒng)兩相拓撲的一半左右，所以樣機中輸入電感只需 30μH即可達到傳統(tǒng)拓撲 60μH幾乎相同的紋波要求。

表樣機主要器件參數(shù)Tab.Key parameters of the prototypes

圖8為電路一次側開關管的驅(qū)動信號波形。圖8a是在D＜0.25的情況下測得的Q1、Q2和Q3的驅(qū)動波形，Q4、Q5和 Q6此處不再給出，它們與Q1～Q3完全相同只是延時了半個開關周期。圖8b是在D＞0.25的情況下測得的Q1、Q2和Q7的Vgs驅(qū)動信號，這種情況下Q3、Q6保持關斷。

圖8 一次側驅(qū)動信號波形Fig.8 Drive signals in the primary side

圖9 測量的Vgs驅(qū)動信號波形和Vab電壓Fig.9 Measured drive signals Vgs and Vab voltage

圖9所示為在不同工作情況下，輸入電感非輸入端的電壓，即圖2中的Vab。兩個推挽電路的主管Q1、Q4的驅(qū)動信號同時給出，作為時序參考，由圖可知在兩種工作情況下的工作波形與理論分析相一致。

樣機在不同輸入電壓范圍和不同負載情況下的效率曲線如圖10所示。圖10a是在第一種情況下，輸入電壓為70V，占空比小于0.25時測得，圖10b是在第二種情況下，輸入電壓為20V，占空比大于0.25時測得。同時，一個傳統(tǒng)的兩相推挽電路的效率曲線也同時給出作為比較，從整個輸入電壓范圍來看，本文提出的混合推挽變流器比普通的兩相推挽變流器效率提高2%～6%。這部分效率上的提高，主要是由于一次側開關管損耗的減小。

圖10 不同負載和輸入電壓情況下的實測效率曲線Fig.10 Measured efficiency under varied loads and different input voltages

4 結論

本文提出了一種變壓器一次繞組根據(jù)占空比進行串并聯(lián)結構調(diào)整的兩相交錯并聯(lián)電流源輸入型推挽變流器。該變流器中兩相變壓器的一次繞組可以根據(jù)輸入電壓的范圍進行串聯(lián)或并聯(lián)的結構調(diào)整，在占空比小于0.25時串聯(lián)，在大于0.25時并聯(lián)，從而大大擴展了電路的電壓增益范圍；另外，交錯并聯(lián)的工作方式減小了輸入電感的紋波，消除了兩相均流的問題，簡化了控制，優(yōu)化了變壓器的功率分布。根據(jù)對該變流器的工作原理分析，正文給出了實現(xiàn)寬輸入電壓范圍、低輸入電流紋波的設計方法。實驗樣機驗證了理論分析的正確性。

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