蔣宇中，陳傳克，張曙霞，劉　飛

(1.海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院，武漢430033; 2.中國(guó)人民解放軍92038部隊(duì)，山東青島266000; 3.中國(guó)人民解放軍91919部隊(duì)，湖北黃岡438000)

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甚低頻低噪聲放大器的設(shè)計(jì)與測(cè)量

蔣宇中1*，陳傳克1，2，張曙霞1，劉飛3

(1.海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院，武漢430033; 2.中國(guó)人民解放軍92038部隊(duì)，山東青島266000; 3.中國(guó)人民解放軍91919部隊(duì)，湖北黃岡438000)

摘要:為解決深水甚低頻無(wú)線電接收中微弱通信信號(hào)難以檢測(cè)的問(wèn)題，設(shè)計(jì)具有優(yōu)秀噪聲性能的甚低頻低噪聲前置放大器。通過(guò)對(duì)放大器噪聲匹配問(wèn)題的深入分析，重點(diǎn)討論了直流工作點(diǎn)選擇、輸入阻抗匹配、復(fù)合電磁屏蔽結(jié)構(gòu)等關(guān)鍵技術(shù)點(diǎn)，大大降低放大器的噪聲系數(shù)?？紤]到放大器噪聲測(cè)量的特殊困難，設(shè)計(jì)一套完整的測(cè)量方案和實(shí)施步驟。測(cè)試結(jié)果表明該低噪聲放大器噪聲系數(shù)達(dá)到1.71 dB，比經(jīng)典放大器提高至少1.5 dB。

關(guān)鍵詞:低噪聲放大器;噪聲系數(shù);噪聲匹配;電磁屏蔽;甚低頻

甚低頻通信是指用頻率為10 kHz～30 kHz的電磁波作為載波的通信，當(dāng)接收機(jī)處于深水或者與發(fā)信臺(tái)距離很遠(yuǎn)的情況下，通信信號(hào)會(huì)變得十分微弱，在這種情況下，接收機(jī)前置放大器的噪聲系數(shù)指標(biāo)就變得十分重要［1－2］。噪聲系數(shù)是衡量放大器本底噪聲的最重要指標(biāo)，它反映了放大器內(nèi)部噪聲對(duì)信噪比惡化的程度［3］。為了獲得較低的噪聲系數(shù)，本文提出了一種基于晶體管子電路并聯(lián)結(jié)構(gòu)的放大器電路。由于甚低頻頻段電磁波的穿透效應(yīng)大大增強(qiáng)，即電磁屏蔽材料的屏蔽作用減弱，為此專門(mén)設(shè)計(jì)放大器的復(fù)合電磁屏蔽，有效地降低了放大器受到的低頻干擾。由于低頻端噪聲測(cè)量的特殊困難，本文提出一種可行的測(cè)量方案，與目前大部分噪聲系數(shù)測(cè)量方法相比，此測(cè)量方案無(wú)需使用寬帶噪聲源，避免了低頻端寬帶噪聲源純度低的問(wèn)題，易于實(shí)現(xiàn)。

1　低噪聲放大器電路設(shè)計(jì)

我們知道前置放大器的本底噪聲隨著頻率的降低而增加，而甚低頻所處頻段頻率較低，就放大器本身而言，取得較低的本底噪聲亦有相當(dāng)?shù)碾y度。另一方面，在甚低頻段，環(huán)境干擾亦非常嚴(yán)重，主要成分為全球范圍的雷電及人為干擾(電氣設(shè)備)［4］，由于這一頻段電磁波的滲透能力較強(qiáng)，會(huì)通過(guò)多種途徑增大放大器本底噪聲的含量，進(jìn)一步增加了研制性能優(yōu)秀的甚低頻低噪聲前置放大器的困難。

1.1噪聲匹配

電子系統(tǒng)內(nèi)部的固有噪聲源主要有3種:電阻熱噪聲、散彈噪聲和1/f噪聲。電阻熱噪聲和散彈噪聲不隨頻率的變化而變化，而1/f噪聲與頻率密切相關(guān)，有關(guān)1/f噪聲特性可參考文獻(xiàn)［3－5］。1/f噪聲控制要點(diǎn)是盡可能地降低噪聲轉(zhuǎn)角頻率，使得器件工作頻率高于噪聲轉(zhuǎn)角頻率從而壓制1/f噪聲，此時(shí)器件的本底噪聲等于熱噪聲和散彈噪聲的總和。在低頻應(yīng)用中，噪聲轉(zhuǎn)角頻率必須低于工作帶寬下限，工程上主要通過(guò)仿真改變電路參數(shù)實(shí)現(xiàn)這一點(diǎn)。

減小放大器噪聲系數(shù)的另一項(xiàng)重要措施是噪聲匹配。當(dāng)放大器的最佳源阻抗RS0等于天線輸入端的輸入阻抗RS時(shí)，可以使放大器實(shí)現(xiàn)噪聲匹配，此時(shí)放大器的噪聲系數(shù)NF達(dá)到最小。通常天線的阻抗比較小，在50 Ω左右，而市面上的集成運(yùn)放或分立元件構(gòu)成的一般放大器其源電阻遠(yuǎn)大于天線的阻抗，為了最大限度減小噪聲系數(shù)，達(dá)到更高靈敏度，必須盡可能地減小放大器的輸入阻抗，在滿足噪聲系數(shù)、增益和帶寬指標(biāo)的情況下，如何減小放大器的輸入阻抗實(shí)現(xiàn)噪聲匹配是放大器設(shè)計(jì)的一大難點(diǎn)和重點(diǎn)。

前面討論我們知道:減小輸入阻抗達(dá)到噪聲匹配可從總體上減小放大器噪聲系數(shù)，而減小輸入阻抗就需要增加晶體管的基極電流，而基極電流增加又會(huì)反過(guò)來(lái)增大晶體管自身的噪聲系數(shù)。為解決這一矛盾，我們采用多個(gè)放大器并聯(lián)的解決方案［3］，既維護(hù)了小的基極電流又保證了較小的輸入阻抗。

多個(gè)放大器并聯(lián)分為管級(jí)并聯(lián)和子電路(單元)并聯(lián)，前者將多個(gè)晶體管性質(zhì)相同的管腳直接連起來(lái)構(gòu)成復(fù)合管接入電路，這種方式優(yōu)點(diǎn)是電路簡(jiǎn)單，缺點(diǎn)是選擇多個(gè)特性一致的晶體管操作上有困難，另外管腳直接連接各晶體管工作狀態(tài)相互影響較大，不利于放大器長(zhǎng)期穩(wěn)定工作。另一種方案是制作放大器單元電路，然后將多個(gè)這樣的單元電路并聯(lián)以減小噪聲系數(shù)。這種方案的優(yōu)點(diǎn)是各放大器單元電路直流工作點(diǎn)相互影響小，生產(chǎn)過(guò)程中產(chǎn)品的性能可控性好，缺點(diǎn)是元件數(shù)多且體積較大。本文采用后一種方案，關(guān)鍵點(diǎn)是首先設(shè)計(jì)性能優(yōu)良的放大器單元電路。

1.2放大器單元電路設(shè)計(jì)

放大器單元電路如圖1所示，第1級(jí)晶體管采用超低噪聲超β管2n930，考慮到共發(fā)射極電路與共基極電路及共集電極電路相比，具有最高的功率增益，從而使輸入級(jí)之后的各級(jí)噪聲影響大大減?。?］。因此，我們的設(shè)計(jì)也采用共發(fā)射極級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)，并引入復(fù)雜的交直流負(fù)反饋，改善電路性能。下面詳細(xì)介紹電路中關(guān)鍵元件的作用及設(shè)計(jì)考慮。

圖1　放大器單元電路

基極偏置電路主要由R3，R1，R2，C2組成，其中R3較為重要，主要作用是控制基極偏置電流Ib，與經(jīng)典電路比較可有效降低偏置電路的電流對(duì)噪聲貢獻(xiàn)。設(shè)計(jì)電容C2的作用是旁路偏置電阻R1和R2的噪聲。

1.2.1直流工作點(diǎn)的選擇

因?yàn)?/f噪聲與晶體管的集電極工作電流Ic密切相關(guān)，如果Ic較大1/f噪聲則很難控制。表1為基極電流Ib與設(shè)計(jì)的放大器噪聲系數(shù)NF關(guān)系的仿真結(jié)果。由表1可知，減少甚低頻低噪聲放大器的基極電流Ib，可有效降低放大器噪聲系數(shù)NF，在基極電流很小時(shí)，此時(shí)基極電流較小變化對(duì)噪聲性能改善不明顯，所以較好的選擇是將基極電流Ib維持在較低的水平上。

表1　基極電流Ib與設(shè)計(jì)的放大器噪聲系數(shù)NF的關(guān)系

由上述分析可知，欲要使噪聲系數(shù)NF取得最小值，需將基極電流Ib控制在5 μA左右，下面我們通過(guò)基極電流Ib值近似推算直流通路電阻的阻值。查晶體管手冊(cè)可知，晶體管Q1、Q2的參數(shù)β1= 254，β2=159，取Ib1=Ib2=5 μA，V0=10 V，因兩管的β值很大，故Ic1≈Ie1，Ic2≈Ie2聯(lián)立方程得，

晶體管正常工作約束條件:3 V＜Vce1＜7 V，3 V＜Vce2＜7 V。

圖2　放大器直流通路

上述方程組未知變量R5～R9共5個(gè)，而獨(dú)立的方程組數(shù)為4個(gè)，解不唯一。將R5從1 kΩ到10 kΩ依次增加0.1 kΩ代入上述方程組，求解R6～R9得到一簇解，其中比較符合條件的一組電路參數(shù)為(Vce1=3 V，Vce2= 4.5 V)，R5= 2.5 kΩ，R6= 2.8 kΩ，R7=R8=R9=1.1 kΩ。

為了設(shè)計(jì)方便，實(shí)際電路中取值為R5=R6= 2.5 kΩ，R7=R8=R9=1.5 kΩ，經(jīng)過(guò)計(jì)算得到Vce1=3.1 V，Vce2=4.7 V，Ib= 4.2 μA。偏置電阻R1和R2阻值很容易通過(guò)Q1管基極電流和電壓得到，R1= 100 kΩ，R2=110 kΩ。由上述計(jì)算結(jié)果可知，直流通路電阻參數(shù)選擇比較合理，取得了較小的基極電流，滿足了噪聲系數(shù)的要求。

由于溫度的變化和電源電壓的波動(dòng)，將引起靜態(tài)工作點(diǎn)的波動(dòng)，且在直接耦合放大器中，各級(jí)工作點(diǎn)相互影響，前級(jí)的零點(diǎn)漂移將被逐級(jí)放大，嚴(yán)重時(shí)將“淹沒(méi)”有效信號(hào)，使后級(jí)放大電路進(jìn)入飽和或截止?fàn)顟B(tài)，而無(wú)法工作［7］。為此，我們專門(mén)設(shè)計(jì)了直流負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)，該反饋網(wǎng)絡(luò)為由R7、R8、R9構(gòu)成。下面以Q1管的基極電流IBQ1發(fā)生擾動(dòng)為例講述電路直流負(fù)反饋過(guò)程(IBQ1↑→ICQ1↑→IBQ2↑→ICQ2↑→UEQ1↑→UBEQ1↓→IBQ1↓)。當(dāng)Q1管的基極電流IBQ1增大時(shí)，Q1的集電極電流ICQ1也隨之增大，從而提高了Q2管的基極電流IBQ2，使Q2管集電極電流ICQ2增大，通過(guò)反饋網(wǎng)絡(luò)抬高了Q1管的發(fā)射極電位UEQ1，降低了Q1管的基極發(fā)射極電壓UBEQ1，導(dǎo)致IBQ1減少，抵消了電流擾動(dòng)的影響，穩(wěn)定了靜態(tài)直流工作點(diǎn)。

1.2.2降低輸入阻抗

噪聲性能是放大器設(shè)計(jì)的最重要指標(biāo)，在其他條件一定的情況下，降低放大器本底噪聲的最有效的手段就是降低放大器輸入阻抗，進(jìn)行噪聲匹配。由前面對(duì)基極電流與噪聲系數(shù)關(guān)系的分析可知，欲獲得較低的噪聲系數(shù)，要求基極工作電流Ib較小，從而造成放大器輸入阻抗很高，而接收機(jī)輸入端的輸入阻抗指標(biāo)要求是50 Ω，因此簡(jiǎn)單形式的放大器是無(wú)法同時(shí)滿足極低的噪聲指標(biāo)和較低的輸入阻抗的要求。解決問(wèn)題的方法就是在放大器單元電路引入交流負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)將單元電路的輸入阻抗降到150Ω左右，再將3個(gè)放大器單元電路并聯(lián)達(dá)到最終指標(biāo)。

該交流負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)由C3、R4構(gòu)成，它將Q1的集電極輸出電壓反饋到基極，降低了輸入阻抗［1］。

由圖3仿真結(jié)果可知，當(dāng)不加交流負(fù)反饋時(shí)，即負(fù)反饋電阻R4為+∞時(shí)，輸入阻抗Zin在kΩ級(jí)上，在30 kHz時(shí)Zin=5.58 kΩ，與要求的50 Ω輸入阻抗相差很大，且在10 kHz到100 kHz的帶寬內(nèi)輸入阻抗變化較大，線性度很差;引入交流負(fù)反饋之后線性度明顯改善，指定帶寬內(nèi)曲線比較平坦，隨著負(fù)反饋電阻R4的逐漸降低，輸入阻抗不斷減小，且變化趨勢(shì)是由大到小，R4阻值在30 kΩ以下對(duì)輸入阻抗的改善較小，在電路設(shè)計(jì)中，R4取20 kΩ，當(dāng)然交流負(fù)反饋在輸入級(jí)引入了電阻噪聲，使放大器的噪聲系數(shù)或多或少地變壞，在反饋電阻較大時(shí)，這種影響是可以忽略的。

圖3　負(fù)反饋電阻R4與輸入阻抗Zin對(duì)數(shù)關(guān)系圖

當(dāng)然單一的引入交流負(fù)反饋，難以滿足50 Ω輸入阻抗的要求，所以我們采用3個(gè)放大器單元電路并聯(lián)的方式，將放大器輸入阻抗減少為原來(lái)的1/3，實(shí)現(xiàn)與輸入端的噪聲匹配。

由圖4仿真結(jié)果可知，多個(gè)單元并聯(lián)電路對(duì)輸入阻抗和噪聲系數(shù)的改善比較明顯，隨著并聯(lián)單元數(shù)n的增加改善的幅度逐漸減小，在n≥3時(shí)，即使單元數(shù)n增加改善效果也不明顯，考慮到電路的體積和元器件數(shù)，故在設(shè)計(jì)中n取3，使輸入阻抗降低至60 Ω左右，較大改善了電路的噪聲性能，實(shí)現(xiàn)了噪聲匹配。

圖4　多個(gè)單元并聯(lián)與單個(gè)單元輸入阻抗、噪聲系數(shù)對(duì)比關(guān)系

綜上所述，甚低頻低噪聲放大器整體設(shè)計(jì)框圖如圖5所示。

圖5　低噪聲放大器整體設(shè)計(jì)框圖

1.3屏蔽設(shè)計(jì)

在甚低頻頻段，環(huán)境中存在著各種低頻噪聲源，如雷電、工頻電源的諧波，機(jī)電干擾等，我們知道趨膚深度和頻率的平方根成反比，即頻率越低電磁波的穿透深度越大，這些低頻干擾很容易穿透屏蔽材料耦合進(jìn)放大器中，使放大器的噪聲電壓變大，靈敏度降低，對(duì)于噪聲指標(biāo)要求不高的放大器設(shè)計(jì)時(shí)可以忽略，但噪聲指標(biāo)要求很高的甚低頻前置放大器來(lái)說(shuō)，其影響不能忽視，所以電磁兼容結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)對(duì)于低噪聲前置放大器來(lái)說(shuō)非常必要。

最簡(jiǎn)單解決辦法是增加屏蔽材料的厚度，但會(huì)導(dǎo)致體積和重量的超標(biāo)，我們采用復(fù)合電磁屏蔽，在如圖6所示，將變壓器、濾波器和3個(gè)單元的放大器放置在高導(dǎo)電率材料(銅)的屏蔽罩中，起電場(chǎng)屏蔽作用，里面再增加一層高導(dǎo)磁材料如坡莫合金，起磁場(chǎng)屏蔽作用，屏蔽罩與電路板地相連，使外界電磁波難以穿透耦合進(jìn)放大電路中，有效隔離了環(huán)境干擾的影響。

圖6　復(fù)合電磁屏蔽剖面示意圖

2　測(cè)量

由于低噪聲放大器的噪聲電壓在nV級(jí)，其指標(biāo)已經(jīng)遠(yuǎn)小于常用的頻譜分析儀靈敏度指標(biāo)，難以實(shí)現(xiàn)直接測(cè)量。目前比較常用的噪聲系數(shù)測(cè)量方法主要有直接測(cè)試法、Y因子法、寬帶噪聲源法、兩倍功率法［8］。Y因子法、寬帶噪聲源法、兩倍功率法都要使用寬帶噪聲源，我們知道在低頻段獲得純的白高斯噪聲是有困難的，所以上述測(cè)量一般適用于高頻，本課題我們采用直接測(cè)量法。

直接測(cè)量法的中心思想是測(cè)準(zhǔn)被測(cè)放大器的增益，本底的噪聲是輸入端接匹配電阻的條件下測(cè)量輸出噪聲功率譜密度來(lái)獲得的。其中增益與輸入阻抗的測(cè)量很簡(jiǎn)單，此處不再贅述。測(cè)量框圖如圖7所示，噪聲系數(shù)測(cè)量以頻率為25 kHz為例。步驟如下:

(1)設(shè)置射頻信號(hào)發(fā)生器中心頻率為25 kHz，信號(hào)功率為－100 dBm;

(2)設(shè)置頻譜儀中心頻率為25 kHz，帶寬為100 Hz;

(3)將開(kāi)關(guān)打到B，在輸入端聯(lián)接50 Ω金屬膜電阻充當(dāng)噪聲源，讀取頻率儀上載噪比C/No值;

(4)計(jì)算噪聲系數(shù)NF。

圖7　甚低頻低噪聲放大器直接法測(cè)試方案

表2　信號(hào)頻率為25 kHz時(shí)的測(cè)量結(jié)果

利用公式NF(dB)= No(dBm/Hz)+174(dBm/Hz)－G得到待測(cè)放大器的噪聲系數(shù)NF=1.715。用同樣的測(cè)量方法，我們還測(cè)量了使用超低噪聲集成運(yùn)放AD797構(gòu)成的低噪聲前置放大器，NF約為2.85 (50 Ω輸入阻抗)。本文設(shè)計(jì)的放大器比集成運(yùn)放約有2 dB左右的改進(jìn)。由于甚低頻通信主要用于全球范圍內(nèi)的遠(yuǎn)程保障通信，其接收機(jī)距離發(fā)信臺(tái)很遠(yuǎn)或處于深水位置，信號(hào)非常微弱，這種2 dB的改進(jìn)非?？捎^。

3　總結(jié)

經(jīng)過(guò)仿真分析和實(shí)驗(yàn)測(cè)量，設(shè)計(jì)采用的交流負(fù)反饋和多單元電路并聯(lián)可以有效的實(shí)現(xiàn)噪聲匹配，抑制噪聲。該甚低頻低噪聲前置放大器與市面上低噪聲集成運(yùn)放相比具有更好的噪聲性能，噪聲系數(shù)小于2 dB，達(dá)到了甚低頻遠(yuǎn)距離通信對(duì)低噪聲前置放大器的設(shè)計(jì)要求。

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蔣宇中(1963－)，男，漢族，浙江嘉興，海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院，博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)橥ㄐ判盘?hào)處理，jiangyuzhong@tsinghua.org.cn;

陳傳克(1987－)，男，漢族，浙江蒼南，研究生學(xué)習(xí)單位為海軍工程大學(xué)電子工程學(xué)院，工作單位為中國(guó)人民解放軍92038部隊(duì)，在讀碩士研究生，主要研究方向?yàn)橥ㄐ判盘?hào)處理，jiangyuzhong@tsinghua.org.cn。

A High Order Continuous-Time OTA-C Filter for ECG Signal Acquisition*

DUAN Jihai，HAO Qiangyu，XU Weilin*，WEI Baolin
(School of Information and Communication，Guilin University of Electronic Technology，Guilin Guangxi 541004，China)

Abstract:An operational transconductance amplifier-capacitance(OTA-C)filter for electrocardiogram(ECG)Signal Acquisition is presented.To get low power low cut-off frequency high DC gain high stop-band attenuation and low harmonic distortion，the filter uses fifth-order Butterworth fully differential low-pass topology and a two-stages singleended OTA，which works in sub-threshold region with current division and source degeneration techniques.This circuit and layout are designed and optimized in SMIC 0.18-μm 1P6M CMOS process.The simulation result shows that the amplifier consumes a total power of only 17.6 μW，and achieves a cut-off frequency of 240 Hz，a DC gain of －6 dB，a stop-band attenuation of more than 72 dB@half a decade，a third harmonic distortion of－62 dB at 400 mV.It could be an attractive candidate for ECG signal acquisition analog front-end.

Key words:low-pass filter; ECG signal acquisition; OTA-C; sub-threshold region; source degeneration

doi:EEACC:1270; 7510B10.3969/j.issn.1005－9490.2015.04.012

收稿日期:2014－08－19修改日期:2014－09－16

中圖分類(lèi)號(hào):TN919.6

文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼:A

文章編號(hào):1005－9490(2015)04－0769－05