王強(qiáng)，單瑞香，王天施，劉曉琴

（遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院，遼寧撫順113001）

無需設(shè)定電感電流閾值的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器

王強(qiáng)，單瑞香，王天施，劉曉琴

（遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院，遼寧撫順113001）

為提高逆變器的效率，提出了一種新型并聯(lián)諧振直流軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在輔助諧振電路中設(shè)置了1對(duì)反并聯(lián)的晶閘管來控制諧振電流，使逆變器的直流環(huán)節(jié)電壓周期性下降到零，逆變器的主開關(guān)可以在零電壓條件下完成切換，同時(shí)輔助開關(guān)器件在逆變器換流過程中也實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)或零電流開關(guān)。該逆變器在換流過程中不需要設(shè)定和負(fù)載有關(guān)的電感電流閾值，有利于降低輔助電路損耗和簡(jiǎn)化控制。對(duì)電路在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的各個(gè)工作模式進(jìn)行了理論分析，給出了設(shè)計(jì)規(guī)則，并建立起輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數(shù)學(xué)模型。制作了一臺(tái)5kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明逆變器的工作過程符合原理分析，所以該軟開關(guān)逆變器可以有效地提高效率。

電流閾值；并聯(lián)諧振；逆變器；軟開關(guān)；晶閘管

0 引 言

高頻脈沖寬度調(diào)制（pulse width modulation，PWM）變換器具有輕量化、小型化、省材與節(jié)能等優(yōu)點(diǎn)而成為電能變換與控制的首選。但是提高開關(guān)工作頻率也帶來了開關(guān)功率器件的開關(guān)損耗過大、承受電應(yīng)力過高及電磁干擾嚴(yán)重等硬開關(guān)缺陷問題，由此促進(jìn)了軟開關(guān)技術(shù)的產(chǎn)生與發(fā)展。并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器可以實(shí)現(xiàn)逆變器主開關(guān)的零電壓切換和輔助開關(guān)的軟切換，而且電路具有良好的PWM應(yīng)用能力等優(yōu)點(diǎn)，已經(jīng)受到了國際電氣傳動(dòng)界的廣泛關(guān)注，并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器將成為下一代逆變器的發(fā)展主流［1］。

通過分析近些年研究人員提出的各種并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可以發(fā)現(xiàn)其在控制方式和拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面仍然需要進(jìn)一步完善。文獻(xiàn)［2-11］提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為加快直流母線電壓的上升和下降，使諧振的發(fā)生達(dá)到預(yù)期的工作過程，需要在電感電流中預(yù)先設(shè)定一個(gè)或幾個(gè)和輔助開關(guān)控制有關(guān)的閡值，而這些閡值通常情況下與負(fù)載電流有關(guān)，這就給電路在全負(fù)載范圍內(nèi)的實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)帶來了困難，而且在電感電流達(dá)到閡值之前對(duì)電感的充電過程也增加了輔助諧振電路的損耗，不利于提高效率。此外，文獻(xiàn)［7-10］提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為在直流母線電壓上升之前使電感電流達(dá)到設(shè)定的閡值，需要逆變器橋臂在某一時(shí)間內(nèi)短路導(dǎo)通，所以對(duì)控制的可靠性要求較高，否則會(huì)出現(xiàn)電源短路；文獻(xiàn)［11］提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中設(shè)置了耦合諧振電感及多個(gè)無源器件，輔助電路結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜。

為克服上述不足之處，提出了一種新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，具有以下特點(diǎn)：1）諧振電容和諧振電感之間的諧振自然發(fā)生，對(duì)諧振電路工作過程的控制不需要設(shè)定和負(fù)載有關(guān)的電感電流閡值，輔助電路控制簡(jiǎn)單，有利于降低輔助電路損耗；2）輔助諧振電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，而且設(shè)置了一對(duì)反并聯(lián)的半控型開關(guān)器件晶閘管，當(dāng)流過其電流為零時(shí)，可以自然關(guān)斷，不需要再控制其關(guān)斷，這也有利于輔助電路控制的簡(jiǎn)化；3）可以通過控制晶閘管的開通時(shí)刻來調(diào)整每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的直流母線零電壓持續(xù)時(shí)間，這樣可以使該軟開關(guān)逆變器能應(yīng)用各種靈活的脈寬調(diào)制策略。分析了電路在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的各個(gè)工作模式，給出了逆變器的軟開關(guān)設(shè)計(jì)規(guī)則，并建立了輔助諧振電路損耗和分壓電容的電壓偏差量的數(shù)學(xué)模型及其與諧振參數(shù)之間的變化關(guān)系。最后制作了一臺(tái)功率5kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過實(shí)驗(yàn)來驗(yàn)證本文提出的新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的有效性。

1 電路結(jié)構(gòu)和工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)

新回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示，由直流電源，輔助諧振電路和PWM逆變器電路組成。輔助諧振電路包括分壓電容C1和C2，諧振電感Lr，全控型輔助開關(guān)器件SL及其反并聯(lián)二極管DL，半控型輔助開關(guān)器件晶閘管Sa和Sb。PWM逆變器的橋臂上的各開關(guān)器件都并聯(lián)緩沖電容 Cs，輔助諧振電路為PWM逆變器開關(guān)器件提供零電壓開關(guān)條件。為簡(jiǎn)化分析，做如下假設(shè)：1）器件均為理想工作狀態(tài)；2）負(fù)載電感遠(yuǎn)大于諧振電感，逆變橋開關(guān)狀態(tài)過渡瞬間的負(fù)載電流可以認(rèn)為是恒流源I0；3）逆變器的6個(gè)主開關(guān)器件等效為Sinv，主開關(guān)器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為Dinv；4）逆變器的6個(gè)緩沖電容Cs等效為Cr，取Cr=3Cs，這是因?yàn)槟孀兤鞲鳂虮凵舷氯我庖环降拈_關(guān)器件接通時(shí)，都使與其并聯(lián)的電容Cs短路，正常工作時(shí)3個(gè)橋臂上的電容相當(dāng)于3個(gè)電容并聯(lián)；5）C1和C2的電容值比Cr大很多，可以認(rèn)為C1和C2是電壓源。圖1所示的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可等效為如圖2所示的電路，Sinv，Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路。作為初始條件，設(shè)分壓電容C1和C2的電壓滿足UC1=UC2=E/2。負(fù)荷電流I0以圖2所示方向流過，各部分的電流電壓都以圖2所示的方向?yàn)檎?/p>

圖1 新型并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器主電路Fig.1 Main circuit of novel parallel resonant DC link soft-sw itching inverter

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

1.2 工作原理

本電路在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可以分為6個(gè)工作模式，電路的特征工作波形如圖3所示，各工作模式的等效電路如圖4所示，該電路中含有2個(gè)換能元件Cr和Lr，整個(gè)系統(tǒng)用狀態(tài)變量uCr、iLr表征。選用電感電流iLr與電壓狀態(tài)變量uCr組合，形成1個(gè)相平面來分析整個(gè)電路。以模式1為初始狀態(tài)，電路的工作過程如下：

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation m odes

模式1（t～t0）：初始狀態(tài)，電源通過輔助開關(guān)器件SL向負(fù)載傳輸電能，電路工作在穩(wěn)態(tài)。此時(shí)，uCr= E，iLr=0。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為一點(diǎn)，如相平面圖所示。本模式持續(xù)時(shí)間為T1。

模式2（t0～t1）：在t0時(shí)刻，關(guān)斷輔助開關(guān)SL，同時(shí)開通晶閘管Sa，在Cr的作用下，降低了SL關(guān)斷瞬間端電壓的上升率，所以SL實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷；在Lr的作用下，降低了Sa開通瞬間的電流上升率，所以Sa實(shí)現(xiàn)了零電流開通。從t0時(shí)刻開始，Lr和Cr開始諧振，Lr被充電，Cr放電。iLr逐漸反向增大，uCr逐漸減小。當(dāng)uCr減小到E/2時(shí)，iLr增大到反向最大值Ip1。然后Lr和Cr都放電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)減小。在t1時(shí)刻，iLr和uCr都減小到零時(shí)，晶閘管Sa自然關(guān)斷，模式2結(jié)束，在本模式中Cr還同時(shí)向負(fù)載放電。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t0～t1段。該模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

將uCr=E/2代入到式（1）中，可以得到iLr的反向最大值Ip1為

本模式中，iL r和uC r的表達(dá)式分別為：

SL關(guān)斷瞬間的電壓變化率為

Sa開通瞬間的電流變化率為

本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式3（t1～t2）：逆變橋續(xù)流二極管和負(fù)載電流構(gòu)成回路，和傳統(tǒng)的逆變器工作狀態(tài)相同，直流環(huán)節(jié)電壓為零，續(xù)流二極管Dinv導(dǎo)通，逆變橋功率器件可以完成一次零電壓開關(guān)過程，且通過控制晶閘管Sb的開通時(shí)刻，可以調(diào)節(jié)該模式的持續(xù)時(shí)間T3，等開關(guān)過程結(jié)束后，進(jìn)行母線電壓回升。因?yàn)楸灸Ｊ街?，iLr和uCr都等于零，所以該模式在相平面上的運(yùn)動(dòng)軌跡為原點(diǎn)。

模式4（t2～t3）：在t2時(shí)刻，開通晶閘管Sb，在Lr的作用下，降低了Sb開通瞬間的電流上升率，所以Sb實(shí)現(xiàn)了零電流開通。從t2時(shí)刻開始，iLr正向線性增大，同時(shí)流過Dinv的電流線性減小。在t3時(shí)刻，當(dāng)iLr增大到與負(fù)載電流I0相等時(shí)，Dinv自然關(guān)斷，模式4結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t2～t3段。本模式的持續(xù)的時(shí)間為

模式5（t3～t4）：從t3時(shí)刻開始，Lr和Cr開始諧振，Lr和Cr被充電，iLr和uCr逐漸增大。當(dāng)uCr增大到E/2時(shí)，iLr增大到正向最大值Ip2。然后Lr開始放電，Cr繼續(xù)被充電，iLr開始減小，uCr繼續(xù)增大。在t4時(shí)刻，當(dāng)uCr增大到E，iLr減小到I0時(shí)，模式5結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t3～t4段。該模式的曲線運(yùn)動(dòng)方程如下

將uCr=E/2代入到式（9）中，可以得到iLr的正向最大值Ip2為

本模式中，iLr和uCr的表達(dá)式分別為：

本模式的持續(xù)時(shí)間為

模式6（t4～t5）：在t4時(shí)刻，開通SL，因?yàn)榇藭r(shí)uCr等于E，所以SL實(shí)現(xiàn)了零電壓開通，從t4時(shí)刻開始，iLr從I0線性減小，流過SL的電流線性增大。在t5時(shí)刻，當(dāng)iLr減小到零時(shí)，模式6結(jié)束。本模式的運(yùn)動(dòng)軌跡為相平面圖中t4～t5段，本模式的持續(xù)時(shí)間為T6=T4。然后電路返回模式1，開始下一個(gè)開關(guān)周期的工作。至此，一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的電路的曲線運(yùn)動(dòng)方程建立完成，可以繪制出相平面上的運(yùn)動(dòng)軌跡，如圖5所示。

圖5 諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5 Phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 軟開關(guān)設(shè)計(jì)規(guī)則

1）為保證SL實(shí)現(xiàn)零電壓關(guān)斷，其關(guān)斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率（d u/d t）r，即

2）為保證SL實(shí)現(xiàn)零電壓開通，必須使SL在直流母線電壓上升到E時(shí)開通。由圖3可知SL在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于關(guān)斷狀態(tài)的時(shí)間Toff需要滿足T-T1-T6=Toff，即

通常情況下開關(guān)周期T和模式1的時(shí)間T1為固定值，根據(jù)式（15）可知為在全負(fù)荷范圍內(nèi)SL實(shí)現(xiàn)零電壓開通，需要根據(jù)負(fù)載電流瞬時(shí)值的大小來調(diào)整Toff。實(shí)際應(yīng)用中為簡(jiǎn)化控制，采取檢測(cè)直流母線電壓是否上升到E，來決定SL是否開通。

3）為保證Sa和Sb實(shí)現(xiàn)零電流開通，其開通瞬間的電流變化率必須小于器件允許的電流變化率（d i/d t）r，即

4）設(shè)逆變器的死區(qū)時(shí)間為Δ，為保證逆變器橋臂上的主開關(guān)實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，必須使逆變器的主開關(guān)在直流母線電壓等于零時(shí)完成切換。由圖3可知SL關(guān)斷時(shí)刻到Sb開通時(shí)刻的間隔時(shí)間Td被設(shè)定以后，要滿足T2+Δ≤Td。為在全負(fù)荷范圍內(nèi)都滿足該條件，要滿足下式

5）為限制輔助諧振電路損耗，流過諧振電感的最大電流應(yīng)不大于兩倍負(fù)載電流最大值I0max。根據(jù)式（2）和式（10）可以得到

為使式（18）和式（19）都成立，需要滿足

2 輔助電路功率損耗的理論分析

逆變橋上的功率開關(guān)器件為零電壓開關(guān)，開關(guān)損耗為零；SL實(shí)現(xiàn)了零電壓開通和零電壓關(guān)斷，開關(guān)損耗為零；Sa和Sb實(shí)現(xiàn)了零電流開通和自然關(guān)斷，開關(guān)損耗為零。但是SL，Sa和Sb及續(xù)流二極管Dinv存在不可忽略的通態(tài)損耗。理想狀態(tài)下，忽略Lr和Cr的功率損耗。設(shè)輔助開關(guān)器件SL通態(tài)壓降為VCE，晶閘管Sa和Sb通態(tài)壓降為VAK，二極管Dinv通態(tài)壓降為VEC，開關(guān)頻率為fc。

輔助開關(guān)SL的通態(tài)功耗PSL可表示如下

晶閘管Sa的通態(tài)功耗PSa可表示如下

晶閘管Sb的通態(tài)功耗PSb可表示如下續(xù)流二極管Dinv通態(tài)功耗PDinv可表示如下

根據(jù)式（21）～式（24），輔助諧振電路的總功耗Padd可表示如下根據(jù)式（25）可以得到Padd的最大值Paddmax表示如下

接下來用Paddmax分別對(duì)Lr和Cr求偏導(dǎo)，來研究Lr和Cr的變化對(duì)功率損耗的影響，把T1和T3當(dāng)作常數(shù)。

由式（27）和式（28）可知隨著Lr和Cr的增大，輔助諧振電路的功率損耗會(huì)增大，所以在滿足軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)條件和設(shè)計(jì)規(guī)則的前提上，Lr和Cr盡量取最小值。

3 分壓電容C1和C2電壓偏差量的理論分析

在實(shí)際應(yīng)用中，直流母線間串聯(lián)的兩個(gè)分壓電容很難實(shí)現(xiàn)均壓，結(jié)合各個(gè)工作模式分析，下面對(duì)一個(gè)開關(guān)周期中的UC1、UC2的變化進(jìn)行理論分析。其中設(shè)n為工作模式的序號(hào)，C1和C2的電容值相等，ΔUC1n和ΔUC2n表示在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，第n個(gè)工作模式中的分壓電容C1和C2的電壓偏差量。

模式1（t～t0）：如圖4（a）所示，在該模式中C1和C2的初始電壓為E/2，它們同時(shí)對(duì)外放電，放電電流為I0，放電時(shí)間為T1，UC1和UC2同時(shí)減小。在本模式中，電壓變化量為

模式2（t0～t1）：如圖4（b）所示，C2被充電，充電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2增加，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式3（t1～t2）：如圖4（c）所示，流過C1和C2的電流等于零，C1和C2既不被充電也不放電，UC1和UC2不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式4（t2～t3）：如圖4（d）所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式5（t3～t4）：如圖4（e）所示，C2放電，放電電流為iLr，沒有電流流過C1。UC2減小，UC1不變。在本模式中，電壓變化量為：

模式6（t4～t5）：如圖4（f）所示，C1和C2都放電，UC1和 UC2同時(shí)減小。在本模式中，電壓變化量為：

根據(jù)以上分析，可以得出在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，分壓電容C1和C2的電壓偏差量分別為：

下面用ΔUC1和ΔUC2分別對(duì)Lr和Cr求偏導(dǎo)，來研究Lr和Cr的變化對(duì)電壓偏差量的影響：

根據(jù)式（42）可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C1的電壓偏差量隨著Lr的增大而減小；根據(jù)式（43）可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C1的電壓偏差量的變化與Cr的變化無關(guān)；根據(jù)式（44）和式（45）可知，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，C2的電壓偏差量的變化與Lr和Cr的變化無關(guān)。

4 控制策略

4.1 輔助諧振電路的邏輯控制

如圖3所示，逆變器橋臂上的主開關(guān)器件需要改變開關(guān)狀態(tài)時(shí)，主開關(guān)的切換要滯后一段時(shí)間T2，以便使主開關(guān)在直流母線電壓下降到零以后動(dòng)作。在主開關(guān)原動(dòng)作時(shí)刻t0，先關(guān)斷輔助開關(guān)SL，同時(shí)開通晶閘管Sa，經(jīng)過時(shí)間T2之后，逆變橋上的主開關(guān)器件開始動(dòng)作，再經(jīng)過時(shí)間T3之后，開通晶閘管Sb，同時(shí)檢測(cè)直流母線電壓。當(dāng)檢測(cè)到直流母線電壓回升到電源電壓時(shí)，再次開通輔助開關(guān)SL。以上為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輔助諧振電路的控制過程。根據(jù)式（7）可知T2≤π為采用固定時(shí)間控制，并保證在全負(fù)荷范圍內(nèi)主開關(guān)都在直流母線電壓為零時(shí)完成切換，以上控制中取T2=π同時(shí)把T3也取為常數(shù)。綜上所述，輔助電路的邏輯控制不需要檢測(cè)負(fù)載電流值，相應(yīng)控制時(shí)間都是固定值，控制簡(jiǎn)單。

4.2 三相逆變器控制

電路的主開關(guān)都并聯(lián)了緩沖電容，其關(guān)斷可以認(rèn)為是軟關(guān)斷，所以只需考慮怎樣實(shí)現(xiàn)主開關(guān)的零電壓開通。采用新型空間矢量脈寬調(diào)制（space vector pulsewidthmodulation，SVPWM）方法［12］，使3個(gè)橋臂上的主開關(guān)同時(shí)發(fā)生切換，零電壓凹槽出現(xiàn)在每個(gè)開關(guān)周期的初始部分，這樣需要零電壓開通的3個(gè)開關(guān)器件就可以在零電壓凹槽內(nèi)同時(shí)完成開通，可以減少輔助諧振電路開關(guān)動(dòng)作次數(shù)。在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，輔助諧振電路只要工作1次，就可以完成所有主開關(guān)的零電壓開通，有利于降低輔助諧振電路的損耗，具體方法見文獻(xiàn)［12］。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證提出的無需設(shè)定電感電流閡值的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的有效性，根據(jù)圖1制作了一臺(tái)額定功率5 kW的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，三相阻感性負(fù)載接在逆變器的輸出端。實(shí)驗(yàn)電路的具體參數(shù)值：輸入逆變器直流電壓E=220 V，開關(guān)頻率fc=20 kHz，輸出頻率f0=50Hz，分壓電容C1=C2=1 000μF，諧振電感Lr=100μH，緩沖電容Cs=470 nF，負(fù)載電感La=Lb=Lc=1mH，負(fù)載電阻Ra=Rb=Rc=5Ω。

直流母線電壓ubus和諧振電流iLr的實(shí)驗(yàn)波形如圖6（a）所示，可以看出直流母線電壓波形形成了零電壓凹槽，與圖3所示的特征工作波形基本一致，圖6（a）的實(shí)驗(yàn)波形驗(yàn)證了逆變器工作原理的正確性。輔助開關(guān)SL開通和關(guān)斷時(shí)的電壓uSL和電流iSL的實(shí)驗(yàn)波形如圖6（b）所示，可以看出SL開通時(shí)，端電壓uSL先降到零，然后電流iSL開始上升，SL實(shí)現(xiàn)了零電壓開通；SL關(guān)斷時(shí)，其端電壓uSL以相對(duì)較低的變化率上升，SL實(shí)現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。提出的軟開關(guān)逆變器的主開關(guān)S1開通和關(guān)斷時(shí)的端電壓uS1和電流iS1實(shí)驗(yàn)波形如圖6（c）所示，可以看出S1開通和關(guān)斷時(shí)電壓電流波形無重疊，是在零電壓的條件下完成了切換。該軟開關(guān)逆變器在輸出頻率為50 Hz時(shí)的三相的相電流實(shí)驗(yàn)波形如圖6（d）所示，可以看出逆變器的相電流的波形依然平滑，畸變很小。

為驗(yàn)證提出的無需設(shè)定電感電流閡值的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與其他軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比在效率方面的優(yōu)勢(shì)，與文獻(xiàn)［9］中的軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了效率對(duì)比測(cè)試，文獻(xiàn)［9］中的軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)需要設(shè)定與負(fù)載電流有關(guān)的電感電流閡值，效率測(cè)試中均采用兩電平三相電壓源逆變器的結(jié)構(gòu)，同時(shí)這兩種軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)要保持效率測(cè)試時(shí)的輸出相電壓和負(fù)載參數(shù)相同。在輸出功率達(dá)到5kW時(shí)，提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)效率達(dá)到95.2％，相比于文獻(xiàn)［9］的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在效率上提高了2％，說明了無需設(shè)定與負(fù)載電流有關(guān)的電感電流閡值會(huì)使輔助諧振電路損耗顯著降低，所以效率會(huì)得到進(jìn)一步提高。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimentalwaveforms

6 結(jié) 論

提出了一種新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，與相關(guān)文獻(xiàn)提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，顯著優(yōu)點(diǎn)是輔助諧振電路中不需要設(shè)定與負(fù)載電流有關(guān)的電感電流閡值，簡(jiǎn)化了控制，同時(shí)降低了輔助諧振電路的損耗。通過實(shí)驗(yàn)研究得出如下結(jié)論：1）逆變器橋臂上的主開關(guān)在直流母線電壓為零時(shí)完成切換，實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)，而且輔助開關(guān)也都實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)；2）三相逆變器輸出的相電流被很好地控制，電流波形為光滑的正弦波；3）在輸出功率5kW的原理樣機(jī)上得到了95.2％的實(shí)測(cè)效率，相比于其他需要設(shè)定電感電流閡值諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器，效率有明顯提高。另外，電路中采用晶閘管作為輔助開關(guān)，為使晶閘管在逆變器的高開關(guān)頻率下完成快速導(dǎo)通和關(guān)斷，輔助電路中必須使用高頻晶閘管。

［1］BELLAR M D，WU T S，TCHAMDJOU A，et al.A review of softswitched DC-AC converters［J］.IEEE Transactions on Industry Applications，1998，34（4）：847-860.

［2］王軍，徐龍祥.軟開關(guān)技術(shù)在磁懸浮軸承功率放大器中的應(yīng)用［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào)，2009，24（6）：85-90.WANG Jun，Xu Longxiang.Application of power amplifier for activemagnetic bearingusing soft-switching technology［J］.Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24（6）：85-90.

［3］王軍，徐龍祥.磁懸浮軸承并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)開關(guān)功率放大器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2009，29（12）：87-92.WANG Jun，XU Longxiang.Parallel resonant DC link soft-switching power amplifier of magnetic bearing［J］.Proceedings of the CSEE，2009，29（12）：87-92.

［4］楊迎化，謝順依，鐘祺，等.一種新型直流環(huán)節(jié)并聯(lián)諧振軟開關(guān)逆變器［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2008，28（12）：50-54.YANG Yinghua，XIE Shunyi，ZHONG Qi，et al.A novel DC link parallel resonant soft switching inverter［J］.Proceedings of the CSEE，2008，28（12）：50-54.

［5］WANG Chenming.A novel soft-switching single-phase AC-DC-AC converter using new ZVS-PWM strategy［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2007，22（5）：1941-1948.

［6］GURUNATHAN R，ASHOKA K S B.Zero-voltage switching DC link single-phase pulsewidth-modulated voltage source inverter ［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2007，22（5）：1610 -1618.

［7］MANDREK S，CHRZAN P J.Quasi-resonant DC-link inverterwith a reduced number of active elements［J］.IEEE Trans.on Industrial Electronics，2007，54（4）：2088-2094.

［8］湯平華，杜坤梅，李鐵才.用于方波無刷電動(dòng)機(jī)驅(qū)動(dòng)的新型三相逆變器［J］.電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2008，12（2）：155-159.TANG Pinghua，DU Kunmei，LITiecai.New three-phase inverter for BLDCM drive［J］.Electric Machines and Control，2008，12（2）：155-159.

［9］王強(qiáng)，邢巖.具有并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)的軟開關(guān)電壓源逆變器［J］.電子學(xué)報(bào)，2013，41（11）：2317-2320.WANG Qiang，XING Yan.Soft switching voltage source inverter with parallel resonant DC link［J］.Acta Electronic Sinica，2013，41（11）：2317-2320.

［10］CHANG Jie，HU Jun.Modular design of soft-switching circuits for two-level and three-level inverter［J］.IEEE Trans.on Power Electronics，2006，21（1）：131-139.

［11］王強(qiáng)，陳祥雪，邢巖.零電壓持續(xù)時(shí)間可控的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器［J］.電機(jī)與控制學(xué)報(bào)，2013，17（12）：81 -88.WANG Qiang，CHEN Xiangxue，XING Yan.Parallel resonant DC link soft-switching inverter with controlled duration of zerovoltage［J］.Electric Machines and Control，2013，17（12）：81 -88.

［12］潘三博，陳宗祥，潘俊民.一種新型直流環(huán)節(jié)諧振逆變器的空間矢量脈寬調(diào)制方法［J］.中國電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2007，27（1）：65-69.PAN Sanbo，CHEN Zongxiang，PAN Junmin.A novel SVPWM method for DC rail resonant inverter［J］.Proceedings of the CSEE，2007，27（1）：65-69.

（編輯：賈志超）

Parallel resonant DC link inverter w ithout inductor current setting threshold

WANG Qiang，SHAN Rui-xiang，WANG Tian-shi，LIU Xiao-qin

（College of Information and Control Engineering，Liaoning Shihua University，F(xiàn)ushun 113001，China）

A novel parallel resonant DC link soft-switching inverterwas proposed to improve the efficiency of inverter.A pair of anti-parallel thyristor in the auxiliary resonant circuit was used to control resonant current so that DC link voltage of the inverter decreased to zero periodically.Zero-voltage operation of all main switching devices in inverter was realized.Auxiliary switcheswere also operated under zero voltage switching or zero current switching in the commutation process.Inductor current threshold relative to load was not set in the commutation process，which was beneficial to reduce the loss of auxiliary circuit and simplify control strategy.Every operation mode in a switching period was analyzed in theory.The design rule was also given.Furthermore，themathematicalmodels for auxiliary resonant circuit loss and voltage deviation of voltage dividing capacitorswere established.A 5 kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate thatworking process of the inverter accord with principle analysis.Therefore，the proposed soft-switching inverter can effectively improve efficiency.

current threshold；parallel resonant；inverter；soft-switching；thyristor

10.15938/j.emc.2015.10.004

TM 464

A

1007-449X（2015）10-0023-07

2014-09-21

國家自然科學(xué)基金（51207069）；遼寧省教育廳科研項(xiàng)目（L2013146）；中國博士后科學(xué)基金（2013M531349）；江蘇省博士后科研資助計(jì)劃項(xiàng)目（1301105C）

王 強(qiáng)（1981—），男，博士，副教授，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?；單瑞香?990—），女，碩士研究生，研究方向?yàn)檐涢_關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?；王天施?970—），男，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)繼電保護(hù)；劉曉琴（1975—），女，博士研究生，副教授，研究方向?yàn)殡娏ο到y(tǒng)故障診斷。

王 強(qiáng)