(杭州電子科技大學通信工程學院，浙江 杭州310018)

0 引 言

近年來，隨著數(shù)字信號處理器和現(xiàn)場可編程門陣列等數(shù)字處理器件的出現(xiàn)及計算機技術(shù)的發(fā)展，特別是軟件無線電技術(shù)的提出，使數(shù)字中頻處理成為現(xiàn)實[1]。接收機前端的主要功能是將接收到的高頻信號轉(zhuǎn)化為易于后續(xù)處理的低中頻信號，而接收機接收到的信號由于“遠近效應”，其功率是變化的，因此接收機射頻前端的性能指標將直接影響到后續(xù)的信號處理。本文根據(jù)超外差原理，利用自動增益控制結(jié)構(gòu)設(shè)計寬動態(tài)范圍接收機的射頻前端，選用合適的元器件芯片，實現(xiàn)了接收機前端系統(tǒng)寬動態(tài)范圍、低噪聲系數(shù)、高靈敏度和中頻穩(wěn)定輸出的指標。

1 接收機射頻前端的設(shè)計指標

靈敏度表征的是在輸出信噪比一定的條件下，接收機所能感應到的最小輸入信號，它衡量了接收機檢測微弱信號的能力，其與系統(tǒng)的噪聲系數(shù)NF、帶寬B、信噪比有如下關(guān)系:

而系統(tǒng)噪聲系數(shù)NF 取決于級聯(lián)系統(tǒng)中各級元器件的噪聲系數(shù):

式中，F(xiàn)i為各級元件噪聲系數(shù)、Gi為各級元件增益，n為元件級數(shù)。

本文接收機前端設(shè)計滿足的關(guān)鍵指標如下:工作頻段為1.65 1.75 GHz，中頻輸出頻率為105 MHz，中頻輸出帶寬為20 MHz，中頻輸出功率為0 dBm，靈敏度為-110 dBm，噪聲系數(shù)(最大增益)＜2.5 dB，動態(tài)范圍為100 dB，三階互調(diào)抑制＞40 dBc。

2 系統(tǒng)方案設(shè)計及可行性分析

接收機前端主要是從眾多電波中選出有用信號，并放大到解調(diào)器所要求的電平值，將射頻信號變?yōu)橹蓄l信號。本文采用超外差接收機二次混頻方案，而超外差接收機由于混頻器的非線性，會將進入它的射頻頻率和本振頻率進行高次組合，若組合頻率落在中頻頻帶內(nèi)，就會形成對有用信號的干擾，其中影響最大的是中頻干擾和鏡像干擾[2]。高中頻能使得鏡像頻率遠離有用信號，提高接收機的靈敏度，但同時會降低接收機對相鄰信道的抑制能力，所以中頻選擇考慮的是靈敏度和選擇性的折中[3]。主要考慮鏡像抑制、中頻干擾抑制和寄生干擾抑制等幾個方面。利用安捷倫公司的Genesys 軟件從頻率和幅度兩方面對中頻進行分析，射頻中心頻率為1 700 MHz，帶寬為100 MHz，第一中頻帶寬為50 MHz，雜散頻率的幅度大于-70 dB，得到第一中頻無雜散區(qū)域圖形如圖1所示。

圖1 無雜散區(qū)域圖

圖1中陰影部分代表無雜散區(qū)域，此處第一中頻選擇641 700 MHz 頻段中的680 MHz。

根據(jù)系統(tǒng)噪聲系數(shù)的級聯(lián)公式可以看出，接收機的噪聲系數(shù)與各級元件噪聲系數(shù)和增益有關(guān)，但主要取決于第一級元器件的噪聲系數(shù)，而且越靠近輸入端，對系統(tǒng)的噪聲系數(shù)影響越大，因此要獲得整機的低噪聲系數(shù)，必須在射頻前端接入具有低噪聲、高增益的放大器[4]。

此外，由于接收到的信號功率變化范圍很大，為了保證接收信號不失真，采用自動增益控制電路，壓縮有用信號的變化范圍，使系統(tǒng)輸出穩(wěn)定信號[5]。本文采用射頻和中頻多級AGC 分段控制使輸出中頻電平穩(wěn)定:射頻段和第一中頻采用可變增益放大器，分別可以達到50 dB和45 dB的控制范圍，第二中頻處采用AGC控制，有30 dB以上的控制范圍，這樣接收機的動態(tài)范圍可實現(xiàn)100 dB以上。

綜合以上多個因素的考慮，本系統(tǒng)射頻前端框圖設(shè)計如圖2所示。

圖2 射頻前端框圖

3 射頻前端系統(tǒng)建模與性能仿真

使用安捷倫公司的ADS 軟件對接收機射頻前端進行建模仿真如圖3所示，其中，低噪聲放大器采用Hittite 公司的HMC758LP3;射頻AGC的VGA 放大器采用HMC972LP5E;一級混頻器采用Analog Devices 公司的ADL5801;二級混頻器采用ADL5811;一級中頻AGC的VGA 放大器采用AD604;二級中頻AGC 采用AD605。

圖3 接收機射頻前端的ADS仿真

對接收機射頻前端-60 dBm，1.7 GHz 進行諧波仿真，輸入輸出信號頻譜圖如圖4所示。

圖4 輸入、輸出信號頻譜圖

輸入等幅雙音信號，-10 dBm，1.7 GHz和-10 dBm，1.701 GHz，得到仿真圖形如圖5所示。

圖5 三階互調(diào)仿真圖

從圖5可知，接收機的三階互調(diào)失真IMD3=m1-m2=44.802 dBc;輸入三階截斷點公式TOI =1.5 m1-0.5 m2，可得TOI為22.307 dBm。

對接收機最大增益時的噪聲系數(shù)和輸出功率掃描的鏈路仿真如圖6所示。

圖6 噪聲系數(shù)和功率仿真圖

從圖6(a)噪聲系數(shù)仿真圖可以看出，當接收機取得最大增益時，系統(tǒng)的噪聲系數(shù)為1.86 dB，滿足預期的噪聲系數(shù)要求。QPSK 相干解調(diào)在誤碼率為10-4時的信噪比為8.4 dB，根據(jù)式(1)可得，接收機的靈敏度為-129.94 dBm，最大動態(tài)范圍DR=2/3(TOI-Ps)=101.498 dB，兩個仿真結(jié)果都基本優(yōu)于指標要求。

從圖6(b)輸出功率仿真圖可以看出，不同功率的輸入信號在各級AGC的分段控制下，輸出信號的功率都在所設(shè)置的功率范圍之內(nèi)，最終中頻輸出功率也在0 dBm 附近波動，從而驗證了本方案中射頻AGC和中頻AGC的設(shè)計參數(shù)均滿足系統(tǒng)動態(tài)范圍的要求。

4 結(jié)束語

本文對寬動態(tài)范圍接收機射頻前端的體系結(jié)構(gòu)進行了理論研究和分析，并對1.6 1.8 GHz的射頻段進行了ADS 建模和仿真。從仿真結(jié)果可以看出，在整個仿真頻段內(nèi)，中頻輸出穩(wěn)定，噪聲系數(shù)較低，動態(tài)范圍寬、靈敏度較高，達到了預期的設(shè)計指標，同時實現(xiàn)了系統(tǒng)增益的自動控制，驗證說明了本文所設(shè)計方案的可行性。

[1]伍越.基于ADS的接收機射頻前端的研究與設(shè)計[D].哈爾濱:哈爾濱工程大學，2012:7-12.

[2]陳邦媛.射頻通信電路[M].北京:科學出版社，2007:140-143.

[3]徐建，孫大有.無線接收機RF 前端研究[J].東南大學學報(自然科學版)，2000，30(3):136-141.

[4]劉強，馬戰(zhàn)剛.Ku波段雷達接收機設(shè)計[J].電子科技，2013，26(6):58-60.

[5]蘇明.短波接收機前端大范圍AGC控制電路的研制[D].武漢:武漢理工大學，2012:19-25.