陳濤，楊濤，楊自強(qiáng)，劉文豹

電子科技大學(xué)電子工程學(xué)院，四川成都 611731

通信設(shè)備的可調(diào)性和小型化是射頻微波技術(shù)領(lǐng)域面臨的巨大挑戰(zhàn)。多工作頻段器件或系統(tǒng)的研究與設(shè)計(jì)是目前發(fā)展趨勢(shì)，在此背景下，一些研究人員提出了多種具有可調(diào)特性的射頻元件，如移相器［1-3］、阻抗變換器［4-5］、濾波器［3］，功分器［6-8］等。

1 電可調(diào)功分器原理

經(jīng)典的三端口Wilkinson功分器如圖1所示，由1個(gè)T型節(jié)和2個(gè)輸出阻抗變換器以及一個(gè)隔離電阻構(gòu)成［9］。圖2給出了文中提出的功分器結(jié)構(gòu)。與Wilkinson功分器相比較，該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分為2個(gè)部分:輸入阻抗變換部分，輸出阻抗變換部分。先通過(guò)輸出匹配將負(fù)載阻抗變換到一個(gè)中間值，再通過(guò)輸入阻抗變換器將這個(gè)中間值匹配到源阻抗。與Wilkinson功分器不同，該結(jié)構(gòu)不是將負(fù)載阻抗直接匹配到源阻抗，雙阻抗變換增加了設(shè)計(jì)的靈活度。如果輸入輸出阻抗變換器同時(shí)可調(diào)，則功分器就能夠獲得可調(diào)特性。

圖1 經(jīng)典二等分Wilkinson功分器

圖2 電可調(diào)功分器原理

目前，電可調(diào)諧的阻抗變換器已經(jīng)實(shí)現(xiàn)，阻抗變換器將變?nèi)荻O管替代電容獲得電調(diào)諧的特性［4］。眾所周知，當(dāng)變?nèi)荻O管的偏置電壓發(fā)生變化，其等效電容的大小相應(yīng)發(fā)生改變。由微波網(wǎng)絡(luò)原理可知，當(dāng)變?nèi)荻O管應(yīng)用在T型阻抗變換器中時(shí)，T型阻抗變換器的等效特征阻抗會(huì)隨二極管反向偏置電壓的變化而變化。同時(shí)，復(fù)阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的等效電長(zhǎng)度也是隨反向偏置電壓的變化而變化。T型阻抗變換器的這種特性讓設(shè)計(jì)可調(diào)的功分器成為可能。

如圖2所示，文中提出的功分器由輸入阻抗變換器和輸出阻抗變換器2個(gè)不同的部分構(gòu)成，功分器的設(shè)計(jì)分析如下所述:

1.1 輸入阻抗匹配

圖3(a)給出了輸入阻抗匹配(調(diào)諧模塊)的等效電路，它由一個(gè)小尺寸的T型混合參數(shù)復(fù)阻抗變換器構(gòu)成。結(jié)合圖3(a)，將輸入阻抗變換網(wǎng)絡(luò)的輸出端看進(jìn)去的阻抗稱(chēng)做Zout，通過(guò)選取合適的微帶線(xiàn)尺寸和電容大小，可以使 Re(Zout)＜50 Ω，Imag(Zout)＜0。

1.2 輸出匹配

輸出阻抗變換電路的等效電路如圖3(b)所示，將輸出阻抗變換器看進(jìn)去的阻抗叫做Zin，兩路相同阻抗變換器并聯(lián)，則由J點(diǎn)看進(jìn)去的阻抗為Zin/2，合理選擇L與C的大小可以使Re(Zin/2)＜50 Ω，Imag(Zin/2)＞0［10］。該結(jié)構(gòu)與低通濾波器結(jié)構(gòu)相似，因此具有抑制諧波頻率的特性，尤其對(duì)二倍諧波頻率具有較強(qiáng)的抑制能力。

圖3 阻抗匹配等效電路

1.3 模塊之間的匹配

當(dāng)Zin/2=滿(mǎn)足時(shí)能夠獲得輸入輸出的最佳匹配。此時(shí)，由于輸出兩路完全相同，因此可實(shí)現(xiàn)功率等分。

若使Zin/2=，2個(gè)阻抗變換器需要的等效電容值不同，因此，相應(yīng)的二極管偏置電壓不同，需要分別對(duì)輸入阻抗變換和輸出阻抗變換提供不同的偏置電壓。這會(huì)導(dǎo)致兩級(jí)匹配電路之間需要隔直處理，進(jìn)而增加電路的復(fù)雜程度。為了簡(jiǎn)化電路，整個(gè)電路只采用一個(gè)偏置電壓，這樣就導(dǎo)致輸入和輸出變換不能夠?qū)崿F(xiàn)理想的共軛匹配。為實(shí)現(xiàn)較好的前后級(jí)匹配，在設(shè)計(jì)過(guò)程中用ADS軟件對(duì)微帶線(xiàn)尺寸及集總參數(shù)器件的取值進(jìn)行優(yōu)化。

此外，由于輸出阻抗變換器不再具有90°的電長(zhǎng)度，因此隔離電阻不再是100 Ω，而應(yīng)該由實(shí)際采用的T型變換器和設(shè)計(jì)的可調(diào)諧范圍共同決定。

2 實(shí)現(xiàn)與仿真測(cè)試

為了證實(shí)該可調(diào)功分器的可行性，進(jìn)行實(shí)物加工并完成測(cè)試。設(shè)計(jì)的工作頻段在600～1900 MHz。該設(shè)介質(zhì)板計(jì)采用Rogers4350，其介電常數(shù)為 3.66，損耗倒切角 0.0037，介質(zhì)板厚度為0.508 mm，銅的厚度0.012 mm。在輸入匹配網(wǎng)絡(luò)中，微帶線(xiàn)的阻抗為96 Ω，對(duì)應(yīng)線(xiàn)寬為0.3 mm。值得注意的是，微帶線(xiàn)阻抗越大，整個(gè)匹配網(wǎng)絡(luò)的尺寸越小，但是損耗也越大，并且對(duì)制造工藝的要求也越高。二極管選用英飛凌BBY51，當(dāng)反向偏置電壓從1 V變化到28 V時(shí)，等效電容從6.6 pF變化到0.55 pF。輸出匹配網(wǎng)絡(luò)中使用電感的電感值大小為6 nH，隔離電阻阻值為70 Ω。在實(shí)現(xiàn)中為減小焊盤(pán)的寄生參數(shù)影響，使用貼片電阻、貼片電感與貼片變?nèi)荻O管，并將電容電感焊盤(pán)對(duì)應(yīng)的地挖掉。實(shí)物如圖4所示，仿真結(jié)果如圖5所示，主要描述了不同偏置電壓下的回波損耗，插入損耗以及隔離度。

圖4 實(shí)物

圖5 不同電壓下的部分仿真S參數(shù)

3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

實(shí)物最終采用Rohde＆Schwarz ZNC矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行測(cè)量，測(cè)試結(jié)果如圖6所示，仿真與測(cè)試結(jié)果均由一簇曲線(xiàn)描述，不同的曲線(xiàn)對(duì)應(yīng)不同的偏置電壓。

圖6 不同偏壓的部分測(cè)試S參數(shù)

從仿真和測(cè)試S參數(shù)可以看出，仿真結(jié)果與測(cè)試結(jié)果具有很好的一致性。該功分器實(shí)現(xiàn)了從600～1900 MHz的調(diào)諧帶寬，在整個(gè)調(diào)諧帶寬內(nèi)，仿真得到的1端口反射系數(shù)S11均優(yōu)于－20 dB，而實(shí)際測(cè)試得到的結(jié)果顯示S11在整個(gè)工作頻段優(yōu)于－15 dB。在整個(gè)工作帶寬內(nèi)，傳輸系數(shù)S21、S31均大于－4 dB，在整個(gè)調(diào)諧帶寬內(nèi)有0.5 dB的波動(dòng)，這種波動(dòng)，與變?nèi)荻O管的特性直接相關(guān)。當(dāng)二極管的反偏電壓小時(shí)，二極管等效電路中的串聯(lián)電阻小，因此，整個(gè)電路的損耗大;當(dāng)二極管的反偏電壓大時(shí)，二極管等效電路中的串聯(lián)電阻大，因此，整個(gè)電路的損耗小。此外，由仿真及測(cè)試結(jié)果可知，在整個(gè)工作頻帶，隔離度均優(yōu)于－22 dB，并且整個(gè)電路對(duì)二次諧波具有良好的抑制效果。

4 結(jié)束語(yǔ)

采用復(fù)阻抗變換技術(shù)設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種可調(diào)的等功分功分器，該功分器能夠?qū)崿F(xiàn)中心頻率從600～1900 MHz的寬帶可調(diào)功能。該功分器具有良好的諧波抑制性能，并且具有結(jié)構(gòu)緊湊的特點(diǎn)，該結(jié)構(gòu)可以成為一種寬帶可調(diào)諧功分器的應(yīng)用方案。

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