馮德仁，姚兆虎，羅進(jìn)，牛孝如

（安徽工業(yè)大學(xué)電氣信息學(xué)院，馬鞍山243032）

DSP技術(shù)應(yīng)用于雙重化有源電力濾波器

馮德仁，姚兆虎，羅進(jìn)，牛孝如

（安徽工業(yè)大學(xué)電氣信息學(xué)院，馬鞍山243032）

介紹了并聯(lián)型有源電力濾波器（APF）的基本原理，雙重化的主電路結(jié)構(gòu)和SPWM多重化原理，以及APF的諧波提取及其控制策略。為了提高有源電力濾波器的容量及其諧波補(bǔ)償效果，采用了載波移相雙重化技術(shù)，在不提高逆變橋的開關(guān)頻率與保持主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下獲得高的等效開關(guān)頻率，還可減少系統(tǒng)輸出的高次諧波含量。實驗結(jié)果表明：基于DSP的雙重化有源電力濾波器具有很好的補(bǔ)償效果。

有源電力濾波器；載波移相；雙重化技術(shù)；鎖相；諧波

近年來，隨著電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，越來越多的電力電子裝置被應(yīng)用到各個領(lǐng)域，例如：整流裝置、電弧爐、電力變壓器和家用電器等，使得大量的無功電流和諧波電流注入電網(wǎng)，產(chǎn)生的諧波對電網(wǎng)的影響和危害也日益嚴(yán)重，若不加以控制，會嚴(yán)重影響整個電網(wǎng)經(jīng)濟(jì)、安全的運(yùn)行，尤其是近年來因諧波引發(fā)的事故增多，迫使電力系統(tǒng)更加重視諧波污染對現(xiàn)代電能質(zhì)量的影響，因此對電力諧波的實時補(bǔ)償變得越來越重要[1]。

有源電力濾波器APF（active power filter）是一種新型的諧波及無功動態(tài)補(bǔ)償裝置[2]，有源電力濾波技術(shù)最早于上個世紀(jì)60年代提出，應(yīng)用是在20世紀(jì)90年代后從日本、美國等國開始，并主要集中在并聯(lián)型APF。有源電力濾波器與傳統(tǒng)的無源電力濾波器PPF（passive power filter）相比較，具有響應(yīng)速度快、補(bǔ)償效果好和動態(tài)補(bǔ)償?shù)膬?yōu)點(diǎn)。實現(xiàn)大功率有源電力濾波器的方法已取得了不少的研究成果[3]，本文研制的150 kVA有源電力濾波器，主電路由2個模塊化脈沖寬度調(diào)制PWM（pulse width modulation）變流器單元組合實現(xiàn)，控制部分采用數(shù)字信號處理DSP（digital signal processing）為核心的控制方案，諧波電流的檢測采用了改進(jìn)的基于時域的電流檢測算法，以獲得良好的動態(tài)響應(yīng)性能和靈活的補(bǔ)償目的。

1 并聯(lián)型有源電力濾波器的基本原理

三相有源電力濾波器是用來補(bǔ)償三相負(fù)載的諧波和無功。并聯(lián)型APF系統(tǒng)由主電路和控制電路2大部分組成，其中控制部分由諧波電流檢測部分和電流跟蹤補(bǔ)償部分組成。主電路采用PWM變流器，作為主電路的PWM變流器，在產(chǎn)生補(bǔ)償電流時，主要工作于逆變狀態(tài)；但它并不僅僅是作為逆變器而工作的，在電網(wǎng)向有源電力濾波器直流側(cè)貯能元件充電時，它工作在整流狀態(tài)。也就是說，它既工作于逆變狀態(tài)，也工作于整流狀態(tài)，且2種工作狀態(tài)無法嚴(yán)格區(qū)分。并聯(lián)型APF的基本工作原理是通過檢測電路檢測負(fù)載電流，經(jīng)指令運(yùn)算電路計算得出補(bǔ)償電流的指令信號，然后由補(bǔ)償電流發(fā)生電路產(chǎn)生補(bǔ)償電流，補(bǔ)償電流與負(fù)載電流中需要補(bǔ)償?shù)牟糠窒嗟窒?，最終得到期望的電網(wǎng)電流。并聯(lián)型三相有源電力濾波器的原理如圖1所示。

圖1 并聯(lián)型APF的原理Fig.1Schematic diagram of parallel APF

圖1 中，us為電網(wǎng)電壓，is和il分別為電網(wǎng)側(cè)電流和負(fù)載電流，ic為APF輸出的補(bǔ)償電流。由智能功率模塊IPM（intelligent power module）構(gòu)成的電壓型逆變器作為PWM生成電路。APF系統(tǒng)通過電流檢測電路對負(fù)載電流進(jìn)行檢測，采用相應(yīng)的方法提取負(fù)載電流中的諧波和無功分量，以此作為電流的輸出指令，通過控制電路和驅(qū)動電路送逆變器產(chǎn)生相應(yīng)的PWM輸出，通過濾波電感得到的輸出電流即為負(fù)載中的諧波和無功電流。APF承擔(dān)了負(fù)載中的諧波和無功電流分量，實現(xiàn)了網(wǎng)側(cè)電流的無功補(bǔ)償和諧波濾除。

2 雙重化

2.1 雙重化的主電路結(jié)構(gòu)

采用雙重化主電路，可以實現(xiàn)有源電力濾波器的大容量，還可以提高有源電力濾波器的等效開關(guān)頻率，從而改善補(bǔ)償電流的跟隨特性。另外，由于等效開關(guān)頻率的提高，可以降低單個器件的工作頻率，這樣既可以降低對器件工作頻率的要求，又可減少器件的開關(guān)損耗。雙重化的三相四線制主電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 雙重化的三相四線制主電路結(jié)構(gòu)Fig.2Main circuit of dual three-phase four-wire system

2.2SPWM的多重化原理

為了能在不改變載波頻率的同時進(jìn)一步降低SPWM的諧波含量，可以采用相移載波的PWM方法，該方法原理是：采用同一個調(diào)制波，而對載波進(jìn)行相移[4]，例如1個m電平的變換器，每相采用m-1個具有相同頻率和相同峰值的三角載波與同1個調(diào)制波相比較；m-1個三角載波之間依次相移360°/（m-1）。由于相鄰的載波之間有一個相移，這一相移使得所產(chǎn)生的正弦脈沖寬度調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）脈沖在相位上錯開，在疊加輸出的SPWM波等效開關(guān)頻率提高到原來的m-1倍，因此可以在不提高開關(guān)頻率的條件下，大大減小輸出諧波。PWM逆變電路多重化聯(lián)接方式有變壓器方式和電抗器方式，由圖2可知本文采用的是電抗器聯(lián)接實現(xiàn)二重PWM逆變。電路的輸出是經(jīng)過2個電抗器后聯(lián)結(jié)于一點(diǎn)，再經(jīng)過LC濾波后輸出。在此結(jié)構(gòu)中需將載波相互錯開180°，雙重化載波信號見圖3。

圖3 雙重化的載波信號Fig.3Dual carrier signal

3 諧波提取及其控制策略

3.1 三相軟件鎖相環(huán)

三相軟件鎖相環(huán)PLL（phase locked loop）的基本結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。圖中虛線框內(nèi)的坐標(biāo)變換為鑒相器，Cpll為比列積分環(huán)節(jié)，積分環(huán)節(jié)1/s為壓控振蕩器，ωff為壓控振蕩器的固有頻率，此處ωff=100 π（電網(wǎng)額定頻率），各項功能都由DSP完成。電網(wǎng)電壓經(jīng)坐標(biāo)變換后得到usq，使之與usq*=0逼近，再經(jīng)過環(huán)路濾波器后改變壓控振蕩器的振蕩頻率。在用DSP實現(xiàn)時，一般采用DSP內(nèi)部定時器的循環(huán)計數(shù)來產(chǎn)生同步信號、實現(xiàn)壓控振蕩器和分頻器的功能，因此可通過改變定時器的周期或最大循環(huán)計數(shù)值的方法來改變同步信號的頻率和相位。

圖4 三相軟件PLL結(jié)構(gòu)框圖Fig.4Structure diagram of PLL

3.2 基于瞬時無功功率理論的諧波檢測法

上述基于同步旋轉(zhuǎn)Park變換的電流ip-iq法，該方法應(yīng)用于補(bǔ)償三相四線制負(fù)載的有源電力濾波器，是從實用的角度來進(jìn)行設(shè)計的，所以對于實際的產(chǎn)品有更為廣闊的應(yīng)用空間。優(yōu)點(diǎn)就是通過一系列的計算就可以檢測出除基波以外的任意次諧波，方便快捷，而且通過軟件編程的方式也很容易實現(xiàn)。

本文采用基于瞬時無功功率理論的電流ip-iq法計算諧波和無功指令電流，電流ip-iq法的框圖如圖5所示。

圖5 諧波電流提取流程Fig.5Flow chart of harmonic current extraction

3.3 直流側(cè)電壓穩(wěn)壓控制策略

由瞬時無功功率理論可知，以三相電網(wǎng)相位為參考，逆變器輸出基波電流在d軸上的分量為正，則電容能量流向電網(wǎng)，電容電壓下降；反之則電網(wǎng)電能流向電容，電容電壓升高。這為直流側(cè)電壓控制提供了依據(jù)。另外，如果流出電容中性點(diǎn)的電流為正，電容中點(diǎn)電勢將會下降；反之則電容中點(diǎn)電勢將會升高，這為電容中點(diǎn)電壓控制提供了依據(jù)。本文針對穩(wěn)定直流側(cè)電壓和進(jìn)行零序電流補(bǔ)償，提出的控制結(jié)構(gòu)如圖6所示，電網(wǎng)相位角來自電網(wǎng)電壓鎖相環(huán)輸出，直流電壓經(jīng)過PI調(diào)節(jié)后得到一個用于補(bǔ)償直流電壓波動的基波電流補(bǔ)償分量Ia1、Ib1、Ic1。負(fù)載補(bǔ)償電流給定Ia′*、Ib′*、Ic′*是來自諧波檢測環(huán)節(jié)的輸出，用于補(bǔ)償負(fù)載側(cè)諧波電流。中點(diǎn)電壓波動經(jīng)過一個2 V寬度的滯環(huán)調(diào)節(jié)器后經(jīng)P調(diào)節(jié)控制輸出，得到一個抑制中點(diǎn)電壓波動過量的零序電流補(bǔ)償量。由于逆變器需要對高次諧波有較快的補(bǔ)償，為此加入電流信號微分前饋以提高系統(tǒng)的快速反應(yīng)性。由于電容電壓變化速率比電感電流慢很多，為了使系統(tǒng)更加穩(wěn)定，同時減小直流電壓尖峰引起的系統(tǒng)性干擾，工程上直流電壓環(huán)的調(diào)節(jié)速度為電流環(huán)速度的10倍[5]。

圖6 直流側(cè)電壓優(yōu)化控制結(jié)構(gòu)Fig.6Control structure of voltage optimization on DC side

3.4 直流側(cè)電壓的低通濾波器設(shè)計

由于開關(guān)器件的固有特性，直流側(cè)電壓往往存在電壓尖峰，給直流電壓控制較大帶來干擾，甚至帶來更大的尖峰，為此參與控制的電壓UPO和UOD都是來自低通濾波器的輸出。本文采用巴特沃斯二階低通濾波器，采樣頻率為10 kHz，截止頻率設(shè)為500 Hz。其z域傳遞函數(shù)為

化為差方分方程

3.5 給定電流微分前饋

給定電流微分前饋來補(bǔ)償輸出電感勢，用于加快系統(tǒng)的反應(yīng)速度。簡單的微分前饋有可能給系統(tǒng)帶來潛在的振蕩風(fēng)險，所以考慮在微分的基礎(chǔ)上再加上1個時間常數(shù)較大的一階慣性環(huán)節(jié)，如果控周期為T=0.000 1 s，設(shè)計一階慣性環(huán)節(jié)的時間常為100 T。以a相為例。其給定電流微分前饋傳遞函數(shù)為

以雙線性變換方式離散化后，得

化為差分方程

4 控制系統(tǒng)的設(shè)計

本系統(tǒng)以DSP為控制核心，選用TI公司TMS320F2812控制芯片，實現(xiàn)電流與電壓的采樣、軟件鎖相、諧波指令電流的計算以及系統(tǒng)的過壓過流保護(hù)等，程序主流程如圖7所示。

控制系統(tǒng)采樣頻率為10 kHz，由DSP的事務(wù)管理模塊EVA（event management A）與EVB（event management B）同時實現(xiàn)2組PWM波的輸出，EVA與EVB的三角載波相差180°，從而可以得到圖3所示的雙重化載波信號。

圖7 APF主程序的流程Fig.7Flow chart of APF main program

5 樣機(jī)的研制

系統(tǒng)選擇了2塊三凌智能功率模塊（IPM），型號為PM300PLA120，設(shè)計了1臺容量150 kVA的有源電力濾波器。濾波電感值0.3 mH，電容參數(shù)為4 700 μF/450 V，用6個電容采用兩串三并的結(jié)構(gòu)，同時給每個電容上并1個旁路電阻，33 kΩ/10 W，給定直流母線電壓730 V，輸入為380 V三相四線制交流電。三相四線制負(fù)載（三相四線制負(fù)載結(jié)構(gòu)如圖8所示，由3個單相不控整流器組成，每個整流器輸出接串聯(lián)的0.6 mH電感和2 Ω電阻。）的總諧波失真THD（total harmonic distortion）為27%左右，總電流大小為600 A。補(bǔ)償前電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖9所示，用FLUCK435測得的補(bǔ)償前電網(wǎng)側(cè)三相電流柱狀圖如圖10所示。補(bǔ)償后的電流波形基本上為正弦波，THD為2.8%，電網(wǎng)側(cè)三相電流波形如圖11所示，電網(wǎng)側(cè)三相電流柱狀圖如圖12所示，效果比較顯著。

圖8 三相四線制負(fù)載結(jié)構(gòu)Fig.8Three-phase four-wire load structure

圖9 補(bǔ)償前網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.9Current waveforms on grid side without compensation

圖10 補(bǔ)償前網(wǎng)側(cè)電流柱狀圖Fig.10Current bar chart of without compensation

圖11 補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流波形Fig.11Current waveforms on grid side with compensation

圖12 補(bǔ)償后網(wǎng)側(cè)電流柱狀圖Fig.12Current bar chart with compensation

6 結(jié)語

針對大容量有源電力濾波器的實現(xiàn)問題，本文利用2個模塊化的PWM主電路實現(xiàn)有源電力濾波器容量的擴(kuò)充。采用了載波移相雙重化技術(shù)，在不提高逆變橋的開關(guān)頻率與保持主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下獲得高等效開關(guān)頻率，還能減少系統(tǒng)輸出的高次諧波含量。實驗結(jié)果表明，基于DSP的控制系統(tǒng)實現(xiàn)了對雙重化有源電力濾波器的有效控制，基于該系統(tǒng)的有源電力濾波器具有很好的補(bǔ)償效果。

[1]王兆安，楊君，劉進(jìn)軍.諧波抑制與無功功率補(bǔ)償[M].北京：機(jī)械工業(yè)出版社，1998.

[2]陳國柱，呂征宇，錢照明（Chen Guozhu，Lü Zhengyu，Qian Zhaoming）.有源電力濾波器的一般原理及應(yīng)用（The general principle of active filter and its application）[J].中國電機(jī)工程學(xué)報（Proceedings of the CSEE），2000，20（9）：17-21.

[3]李瓊林，劉會金，孫建軍，等（Li Qionglin，Liu Huijin，Sun Jianjun，et al）.大容量有源濾波器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析（Topology analysis of the active power filter with large capacity）[J].高電壓技術(shù)（High Voltage Engineering），2006，32（2）：70-74，77.

[4]張仲超，張勁東（Zhang Zhongchao，Zhang Jindong）.特大功率組合變流器的相移SPWM技術(shù)（Phase-shift SPWM technique in multi-converter）[J].電工技術(shù)學(xué)報（Transactions of China Eelectrotechnical Society），1997，12（2）：27-31.

[5]常鵬飛，王彤，曾繼倫（Chang Pengfei，Wang Tong，Zeng Jilun）.三相四線有源電力濾波器控制算法仿真研究（Simulation research on control method of three-phase four-wire active power filters）[J].繼電器（Relay），2005，33（9）：43-49.

[6]顏文旭，韓立圣，惠晶，等（Yan Wenxu，Han Lisheng，Hui Jing，et al）.三相四線有源電力濾波器新型神經(jīng)預(yù)測控制（New neural network predictive control of the threephase four-wire active power filter）[J].電力系統(tǒng)及其自動化學(xué)報（Proceedings of the CSU-EPSA），2011，23（1）：28-33，45.

Application of DSP Technology on Dual Active Power Filter

FENG De-ren，YAO Zhao-hu，LUO Jin，NIU Xiao-ru
（School of Electrical Engineering&Information Technology，Anhui University of Technology，Maanshan 243032，China）

This paper introduced the fundamental of the shunt active power filter（APF），the main circuit topology of the dual power filter，the principle of multiple-SPWM，the harmonic extraction of APF and its relevant controlling strategy.To enhance the capacity of the active power filter as well as the harmonic compensation effects，this paper utilizes the dual technology of carrier wave shifting，and this measure can obtain increased equivalent switch frequency without the alteration in main circuit topology and augmentation in the switch frequency of the inverter bridge，which also can curtail the ultra-harmonics of the system output.The experimental results denoted that the dual APF based on the DSP controller can generate significantly compensatory effect.

active power filter（APF）；carrier wave shifting；dual technology；phase locking；harmonic wave

TN713

A

1003-8930（2014）09-0071-05

馮德仁（1967—），男，博士，副教授，研究方向為高壓脈沖功率技術(shù)及電力電子技術(shù)。Emial：fdr@ustc.edu.cn

2012-07-23；

2012-09-13

姚兆虎（1988—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變換技術(shù)。Email：yzh19880916@126.com

羅進(jìn)（1984—），男，碩士研究生，研究方向為電力電子變換技術(shù)。Email：9402537@qq.com