張?zhí)旌?,季華益,曾德國
(中國航天科工集團(tuán)8511研究所,江蘇南京210007)
對(duì)輻射源進(jìn)行精確的測向定位是現(xiàn)代戰(zhàn)爭中的重要作戰(zhàn)環(huán)節(jié)之一,因此,波達(dá)方向(DOA)估計(jì)理論和算法的研究具有極大的軍事應(yīng)用價(jià)值[1]。實(shí)際的測向裝備面臨的是一個(gè)很寬的頻段,同時(shí)空間中本身包含著諸如線性調(diào)頻、擴(kuò)頻等寬帶信號(hào),如何對(duì)這些信號(hào)的DOA進(jìn)行高精度的估計(jì)是一個(gè)巨大的挑戰(zhàn)。目前經(jīng)典的DOA估計(jì)方法是基于陣列的空間譜估計(jì)法。以MUSIC為代表的信號(hào)子空間算法使測向定位技術(shù)突破了分辨率的限制,但該算法有計(jì)算量大、在低信噪比條件下性能不佳等缺點(diǎn),且該算法不能直接對(duì)相干信號(hào)進(jìn)行處理,而利用空間平滑的方法解相干則會(huì)損失一定的陣列孔徑[2]。
與經(jīng)典的譜估計(jì)法相比,基于稀疏表示的DOA估計(jì)法具有很高的估計(jì)精度,無需任何預(yù)處理,并可直接應(yīng)用于相干信號(hào),因而得到了國內(nèi)外學(xué)者的廣泛關(guān)注。Malioutov等[3]提出了利用頻率和角度構(gòu)建聯(lián)合字典的方法。但該方法隨著頻段的展寬,字典的長度隨之增加。這一方面增加了計(jì)算量和存儲(chǔ)量;另一方面,在寬頻段范圍內(nèi)很難保證字典內(nèi)沒有相同的元素,當(dāng)存在相近的元素時(shí),字典的相干性不能滿足,稀疏分解的精度急劇下降。
針對(duì)以上問題,本文引入空間頻率的概念,提出了一種基于空間頻率的DOA估計(jì)方法。該方法的字典在整個(gè)帶寬內(nèi)恒定不變。利用陣列接收信號(hào)的頻域數(shù)據(jù)建立稀疏模型,可以同時(shí)對(duì)帶寬范圍內(nèi)的多個(gè)窄帶和寬帶信號(hào)進(jìn)行高精度DOA估計(jì)。
假設(shè)K個(gè)遠(yuǎn)場信號(hào)入射到陣元間距為d的M個(gè)均勻線陣上。第i(i=1,2,…,K)個(gè)信號(hào)的方位角為θi,頻率為fi。M個(gè)陣元接收到的數(shù)據(jù)可以表示為一個(gè)矢量:
式中,A(f,θ)是M×K維陣列流形矩陣,S(t)=[sf1,θ1(t),sf2,θ2(t),…,sfK,θK(t)]T為K×1維空間信號(hào)矩陣,噪聲矩陣N(t)是與信號(hào)無關(guān)的M×1維高斯白噪聲。陣列流形矩陣為:
其中第i個(gè)導(dǎo)向矢量為:
式中,c為電磁波傳播速度。
寬帶DOA估計(jì)算法大都由窄帶算法發(fā)展而來?,F(xiàn)有的基于信號(hào)子空間的寬帶DOA估計(jì)方法主要分為兩類:非相干子空間法(ISM)和相干子空間法(CSM)。ISM[4]將整個(gè)寬帶頻段劃分為若干個(gè)窄帶子頻段,根據(jù)每個(gè)子頻段的中心頻率分別建立方向矢量,這大大增加了存儲(chǔ)空間和計(jì)算量;CSM[5]則需要構(gòu)造聚焦矩陣,將不同頻率的信號(hào)子空間映射到同一個(gè)參考頻率上,然后將所有頻率成分的信號(hào)功率譜密度矩陣做平均。該方法需要對(duì)角度進(jìn)行預(yù)估計(jì),當(dāng)預(yù)估值與真實(shí)值相差較大時(shí)算法性能較差。這兩類算法都需要對(duì)空間譜峰值進(jìn)行搜索,且不能直接用于相干信號(hào),而利用空間平滑的方法解相干則會(huì)損失陣列孔徑。
由于空間輻射源的個(gè)數(shù)相對(duì)于整個(gè)角度空間來說是有限的,因此輻射源在角度空間的分布具有稀疏性[6]。Mallat和Zhang首次提出了基于過完備原子庫的信號(hào)表示[7],利用其進(jìn)行DOA估計(jì)的主要思想是將信號(hào)的陣列流形矩陣擴(kuò)展成一個(gè)過完備的字典Φ,它包含了輻射源所有可能的角度。令θ={θ1,θ2,…,θN},N為整個(gè)角度空間劃分的網(wǎng)格數(shù),則陣列流形矩陣A可以擴(kuò)展成如下形式:
從Φ中找到具有最佳線性組合的m項(xiàng)原子來表示原信號(hào),由于m?N,因此該過程稱為信號(hào)的稀疏表示。
定義N×1維矢量h=[h1,h2,…,hN],當(dāng)且僅當(dāng)信號(hào)源位于θn時(shí),hn不等于零。于是DOA估計(jì)的稀疏模型為:
利用匹配追蹤(MP)或基追蹤[8](BP)等稀疏分解算法求得h,再根據(jù)h中非零元素的位置即可得到信號(hào)的DOA。在進(jìn)行寬帶DOA估計(jì)時(shí),Malioutov提出將寬帶范圍內(nèi)的若干頻點(diǎn)分別建立字典,再將若干個(gè)字典組合成一個(gè)大字典的方法,即:
式中,Nf為寬帶信號(hào)頻點(diǎn)個(gè)數(shù)。當(dāng)角度空間劃分為N個(gè)網(wǎng)格時(shí),Ψ為M×(Nf×N)維矩陣,隨著頻段的展寬,稀疏分解的計(jì)算量成指數(shù)倍增長。若fisinθi=fjsinθj,則字典中α(fi,θi)=α(fj,θj),此時(shí)字典的相關(guān)度為1,算法的性能急劇下降。
為解決寬帶信號(hào)字典隨帶寬展寬而變大的問題,令γi=fidsinθi/c,i=1,2,…,N,則:
為了保證無模糊測向,要求陣元間距小于波長的一半,即γ的取值范圍是-0.5≤γ≤0.5。根據(jù)空間頻率的取值范圍劃分N個(gè)網(wǎng)格,則過完備字典可表示為:通過求解式(5)即可得到輻射源的空間頻率。
由于空間頻率是頻率和角度的二維函數(shù),因此必須在頻率已知時(shí)才能求出DOA。對(duì)矩陣X和S做快速傅里葉變換后的結(jié)果分別為X(f)和S(f),則有:
考察矩陣X(f)中的任一行,假設(shè)在頻點(diǎn)fi處有峰值,則取出各通道在該頻點(diǎn)處對(duì)應(yīng)的頻域值組成列向量Y,構(gòu)造稀疏表達(dá)式:
通過求出向量h中非零值所在的位置,即可得到頻率為fi的所有信號(hào)的DOA。
寬帶接收機(jī)所接收到的一幀數(shù)據(jù)中可能包含多個(gè)頻率的信號(hào)(包括窄帶和寬帶)。如果將整個(gè)帶寬劃分為若干子頻帶,再分別對(duì)每個(gè)子頻帶進(jìn)行處理,則會(huì)對(duì)沒有信號(hào)的子頻段進(jìn)行處理,浪費(fèi)計(jì)算資源。本文提出的方法根據(jù)信號(hào)在頻域內(nèi)的分布特點(diǎn),自適應(yīng)地進(jìn)行信號(hào)分離,然后在有信號(hào)的頻點(diǎn)處進(jìn)行DOA估計(jì)。方法如下:
1)對(duì)陣列接收到的數(shù)據(jù)進(jìn)行傅立葉變換得到信號(hào)的頻域譜。任意選取一個(gè)陣列單元的頻域譜進(jìn)行譜峰搜索,記錄下峰值及其對(duì)應(yīng)的頻點(diǎn)fi。
2)取出所有陣列單元在頻點(diǎn)fi處的值組成一個(gè)列向量Y,按2.1節(jié)中的方法構(gòu)造空間頻率矩陣Φ,得到模型Y=Φh。
3)對(duì)上式進(jìn)行稀疏分解,得到頻率為fi處的空間頻率γ=[γ1,γ2,…,γK],K為信號(hào)個(gè)數(shù)。則信號(hào)的DOA為:
重復(fù)以上步驟,即可得到寬頻段內(nèi)所有窄帶信號(hào)的DOA。
對(duì)于有一定帶寬的信號(hào),假設(shè)根據(jù)頻譜判斷其帶寬為B,將帶寬分為P段,每一段的中心頻率為fp,p=1,2,…,P。按照上面的方法構(gòu)建稀疏模型,得到每個(gè)子頻段的DOA估計(jì)值(fp)。對(duì)所有的估計(jì)值求平均,即得到寬帶信號(hào)的DOA的最終結(jié)果
求解式(10)的本質(zhì)是從M個(gè)方程中求解出N個(gè)未知量(M?N),從表面上看,這是個(gè)無法直接求解的欠定方程,然而文獻(xiàn)[9]指出,由于信號(hào)矢量h是稀疏的,若矩陣Φ滿足有限等距準(zhǔn)則(RIP)等稀疏重構(gòu)條件,則該信號(hào)時(shí)可以以很高的概率被重構(gòu)出來。Candès等證明[10],信號(hào)重構(gòu)問題可以通過求解以下最小l0范數(shù)問題加以解決。
最小l0范數(shù)是一個(gè)NP難題,而文獻(xiàn)[11]指出,采用l1范數(shù)代替l0范數(shù)可以得到如下凸優(yōu)化問題:
文獻(xiàn)[12]證明了在滿足一定條件時(shí)式(12)和式(13)的等價(jià)性,因此,信號(hào)重構(gòu)問題可以轉(zhuǎn)換為一個(gè)線性規(guī)劃問題加以求解。如果考慮存在噪聲的情況,上述問題可以轉(zhuǎn)化為如下最小l1范數(shù)問題:
式中,σ是與噪聲能量有關(guān)的參數(shù)。
本文采用基于梯度投影的BP算法求解最小l1范數(shù)優(yōu)化問題來重構(gòu)稀疏信號(hào)。得到稀疏信號(hào)后,進(jìn)而根據(jù)非零元素的位置求得信源DOA的估計(jì)值。
考慮6陣元均勻線陣,假設(shè)遠(yuǎn)場入射信號(hào)入射角為-30.3°,頻率800MHz,采樣率1GHz,陣元間距為波長的一半,時(shí)域快拍數(shù)K=200,對(duì)時(shí)域數(shù)據(jù)做1024點(diǎn)FFT得到頻域快拍。文獻(xiàn)[1]采用的直接恢復(fù)法取所有的200個(gè)時(shí)域快拍構(gòu)建稀疏表達(dá)式,空間域范圍-90°~90°,網(wǎng)格劃分為1801個(gè),以多測量矢量法(MMV)求解;空間頻率法的空間頻率范圍-0.5~0.5,網(wǎng)格劃分為1001個(gè),取信號(hào)頻率所在的頻點(diǎn)構(gòu)建稀疏表達(dá)式,以單測量矢量法(SMV)求解。以為步長,考察信噪比為0~20dB時(shí)兩種算法的性能,每個(gè)信噪比做500次蒙特卡洛實(shí)驗(yàn)。仿真結(jié)果如圖1所示。
圖1 均方根誤差隨信噪比變化
可以看到,空間頻率法的估計(jì)誤差與傳統(tǒng)的MUSIC法相當(dāng),但遠(yuǎn)優(yōu)于直接恢復(fù)法;直接恢復(fù)法所要求解的稀疏矩陣是1801×200維的(該矩陣的每一列都有相同的稀疏結(jié)構(gòu)),相比而言空間頻率法求解的稀疏矩陣則為1001×1維,且無需MUSIC法的空間譜峰搜索,因而空間頻率法比另兩種算法計(jì)算量更小。
假設(shè)有兩個(gè)遠(yuǎn)場相干窄帶入射信號(hào),其入射角度分別-20.6°和7.8°,頻率為800MHz。其它條件如前所述。SNR=10dB,分別采用MUSIC法、空間平滑MUSIC法和空間頻率法估計(jì)DOA。仿真如圖2所示。
圖2 相干信號(hào)DOA估計(jì)結(jié)果
對(duì)相干信號(hào)而言,傳統(tǒng)的MUSIC算法已經(jīng)基本失效,空間頻率法與空間平滑MUSIC法均能對(duì)目標(biāo)角度進(jìn)行正確估計(jì)。為比較空間平滑MUSIC法和本文算法的估計(jì)精度,以1dB為步長,考察信噪比為0~20dB時(shí)兩種算法的性能,其它條件不變,每個(gè)信噪比做500次蒙特卡洛實(shí)驗(yàn)。仿真結(jié)果如圖3所示。
圖3 相干信號(hào)估計(jì)均方根誤差隨信噪比變化
在低信噪比情況下,本文算法的估計(jì)精度要優(yōu)于平滑MUSIC法,在SNR>10dB時(shí)兩種算法性能相當(dāng)。
假設(shè)兩個(gè)寬帶相干LFM信號(hào),中心頻率750MHz,帶寬100MHz,入射角分別為-22.8°和6.2°。ISM法和空間頻率法將帶寬分為5段,在每一段都求出一個(gè)估計(jì)值,將它們的平均值作為最終結(jié)果;CSM法構(gòu)造聚焦矩陣時(shí)參考頻率選為750MHz,角度預(yù)估值為-5°。SNR=0~20dB,步長1dB,每個(gè)信噪比處做500次蒙特卡洛實(shí)驗(yàn)。均方根誤差隨信噪比的變化如圖4所示。
圖4 均方根誤差隨信噪比變化
由圖4可以看出,本文方法的均方根誤差與CSM法相當(dāng)?shù)∮贗SM法,在信噪比大于5dB的情況下,均方根誤差小于0.5°。由于CSM法需要預(yù)估角度,而預(yù)估角的選擇對(duì)最終的估計(jì)結(jié)果有較大影響,因此綜合來看,本文提出的空間頻率法較優(yōu)。
適合寬帶接收機(jī)的高精度、高分辨率寬帶DOA估計(jì)算法具有重要的理論研究價(jià)值和軍事應(yīng)用前景。本文提出了一種基于空間頻率系數(shù)分解的寬帶DOA估計(jì)方法。仿真實(shí)驗(yàn)表明,該方法對(duì)寬頻帶內(nèi)的多個(gè)窄帶和寬帶信號(hào)、相干和非相干信號(hào)的DOA進(jìn)行準(zhǔn)確估計(jì),其精度、對(duì)噪聲的魯棒性均優(yōu)于傳統(tǒng)的MUSIC法,且明顯降低了計(jì)算量,是一種適應(yīng)性很強(qiáng)的超分辨算法。■
[1] 林波.基于壓縮感知的輻射源DOA估計(jì)[D].長沙:國防科學(xué)技術(shù)大學(xué),2010.
[2] 張小飛,汪飛,徐大專.陣列信號(hào)處理的理論和應(yīng)用[M].北京:國防工業(yè)出版社,2010.
[3] Malioutov D,Cetin M,Willsky AS.A sparse signal reconstruction perspective for source localization with sensor arrays[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2005,53(8):3010-3022.
[4] Wang Y,Leus G.Direction estimation using compressive sampling array processing[C].15th IEEE Workshop on Statistical Signal Processing,2009:626-629.
[5] Wang H,Kaveh M.Coherent signal-subspace processing for the detection and estimation of angles of multiple wideband sources[J].IEEE Transactions Acoustics,Speech,and Signal Processing,1985,33(4):823-831.
[6] Cotter SF,Rao BD,Engan K,et al.Sparse solutions to linear inverse problems with multiple measurement vectors[J].IEEE Transactions on Signal Processing,2005,53(7):2477-2488.
[7] Mallat S,Zhang Z.Matching pursuits with time-frequency dictionaries[J].IEEE Transactions Signal Process,1993,41(12):3397-3415.
[8] Chen HB,Donoho DL,Saunders MA.Atomic decom-position by basis pursuit[J].SIAM Joumal on Scientific Compting,2001,20(1):33-66.
[9] Donoho DL.Compressed sensing[J].IEEE Transactions on Information Theory,2006,52(4):1289-1306.
[10]Candès E.Compressive sampling.In:Proceedings of International Congress of Mathematicians[M].Madrid,Spain:European Mathematical Society Publishing House,2006:1433-1452.
[11]Candès E,Romberg J,Tao T.Robust uncertainty principles:Exact signal reconstruction from highly incomplete frequency information[J].IEEE Transactions on Information Theory,2006,52(2):489-509.
[12]Donoho DL,Elad M,Temlyakov VN.Stable recovery of sparse overcomplete representations in the presence of noise[J].IEEE Transactions on Information Theory,2006,52(1):6-18.