陳 鑄

(中國西南電子技術研究所，成都610036)

1 引 言

美國現役的數據鏈主要有LINK4A、LINK11、LINK16 以及正在研發(fā)測試的LINK22 等，其中LINK11 有兩種波形協議，一種為常規(guī)LINK11 波形(CLEW)，另一種為單音LINK11 波形(SLEW)，即單音模式LINK11_SLEW。單音模式LINK11_SLEW 可改善傳播特性，提供更強的檢錯和糾錯能力，同時也是戰(zhàn)術數據鏈LINK22 在HF 頻段所采用的工作模式。因此，研究LINK11_SLEW 無論是基于現在戰(zhàn)略考慮還是對LINK22 的研究都具有非常重要的意義。

現代的電磁環(huán)境越來越復雜，特別是短波(High－Frequency，HF)頻段，信道間的干擾非常嚴重，同時受多徑、多譜勒效應和信道衰落的影響，整個短波信道幾乎都是一種時變多徑衰落信道［1］，非常不利于非協同情況下LINK11_SLEW 接收。在這種時變多徑衰落信道條件下，本文根據LINK11_ SLEW 的波形協議和幀結構，對LINK11_SLEW 接收的同步、頻率估計、信道均衡和解擾等關鍵模塊進行了詳細分析和設計:

(1)采用前導序列相關算法進行位同步和幀同步，論證影響相關同步的頻偏因素，為工程實現提供理論依據;

(2)采用重構前導測頻序列進行頻率估計，解決復雜環(huán)境下常規(guī)測頻算法不能準確測頻的弊端;

(3)利用平均自適應濾波的信道均衡(Adaptive Filtering with Averaging，AFA)算法克服最小均方(Least mean square，LMS)算法跟蹤速度慢和最小遞歸二乘(Recursive Least Squares，RLS)算法不穩(wěn)定的弊端;

(4)采用最佳采樣點鑒相的方式進行解擾，解決了常規(guī)解擾方式受信噪比影響大的缺點。

理論推導和仿真表明，這些設計的算法對復雜環(huán)境下LINK11_SLEW 的非協同解調是有效的。

2 LINK11_SLEW 波形協議與幀結構

LINK11_SLEW 工作在HF 頻段(1.5～30 MHz)和超 短 波(Ultra High－ Frequency，UHF)頻 段(225～400 MHz)，采用二次調制方式進行傳輸，信息首先采用8PSK 調制成中心頻率為1.8 kHz 的8PSK 話帶信號，再利用單邊帶(Single－ Sideband，SSB)調制(HF 頻段)或者調頻(Frequency Modulation，FM)調制(UHF 頻段)進行調制。

LINK11_SLEW 波形傳輸格式由前導訓練序列(Preamble)、頭字段(Header)、數據序列(Data)和結束字段(End－of－Message，EOM)構成，連續(xù)的數據序列(Data)中間穿插著插入訓練序列(Reinsertion Probe，RP)分成多個數據區(qū)間，其發(fā)送信號格式如圖1所示。

圖1 LINK11_SLEW 傳輸結構Fig.1 Transmission structure of LINK11_SLEW

前導訓練序列總共長80 ms，采用非加擾傳輸，前導碼序列為已知序列。

頭字段結構如圖2所示，包含33 b數據和12 b的循環(huán)冗余校驗編碼(Cyclical Redundancy Code，CRC)總共45 b，然后以1/2 碼率做糾錯編碼(1/2 Convolution Encoder)，生成一個90 b的字段，頭字段包含以下信息:發(fā)送類型(Type，T)、參與地址(Address，ADDR)、KG－40 報文指示(Message Indicator，MI)、網控站(Net Control Station，NCS)/參與單元標識(NCS/Picket Indictor，N)和一段預留標識(Spare，SP)。

圖2 LINK11_SLEW 頭字段Fig.2 Header block of LINK11_SLEW

每一幀包含多個數據區(qū)，每個數據區(qū)域總長60 b包含48 b的數據(包含前后兩個24 b的數據幀)以及其后12 b的差錯校驗比特，然后以2/3 的碼率進行糾錯編碼(2/3 Convolution Encoder)生成90 b的字段，如圖3所示。

圖3 LINK11_SLEW 數據幀格式Fig.3 Data block of LINK11_SLEW

插入訓練序列初始值為19 個3 b的全零序列，只做調制和加擾處理。

頭字段、數據區(qū)域、結束字段和插入訓練序列經過CRC 編碼(CRC Encoder)、糾錯編碼、塊交織(Interleaver)、相位編碼(Phase Encoder)，LINK11 _SLEW 相位編碼采用格雷映射，格雷映射后進行QPSK 基帶調制，調制信號加擾碼(Scramber)后變成8PSK 調制信號。

3 非協同情況下LINK11_SLEW 解調設計

根據LINK11_SLEW 的波形協議，信號解調劃分為一次模擬解調(FM 解調或SSB 解調)和預處理模塊(數字下變頻)、同步模塊、頻率估計模塊、信道均衡模塊、解擾模塊、解交織模塊、Viterbi(VB)譯碼模塊和CRC 校驗模塊等功能模塊，非協同情況下LINK11_SLEW 解調框圖如圖4所示。

圖4 LINK11_SLEW 接收終端設計Fig.4 LINK11_SLEW terminal receiver design

下面主要對接收時的同步、頻率估計、信道均衡和解擾3 個關鍵功能模塊的設計進行詳細論述。

3.1 同步設計

LINK11_SLEW 信號的同步包括符號同步和幀同步，LINK11_SLEW 信號是突發(fā)信號，快速而準確的符號同步運算是LINK11_SLEW 能否正確恢復信息的前提條件，在設計中，利用LINK11_SLEW 前導序列相關的方法同時進行符號同步和幀同步估計。

LINK11_SLEW 前導序列為長度為80 ms 的已知序列，利用前導序列作為本地序列和接收信號相關進行位同步，前導序列可以表示為X(τ)=aejφ(τ)，其中a 為信號的幅度，φ(τ)為信號的相位信息;假設輸入的基帶信號序列為x (τ)= a'ej(Δωτ+φ(τ))，a'為輸入基帶信號的幅度，Δω 為輸入信號的頻率偏差Δω=2πΔf，則相關峰可以表示為

其中，x'(τ)為輸入信號序列x(τ)的共軛，公式(1)可以改寫成

從式(2)中可以看出，相關峰y 值的大小不僅取決于信號的幅度，而且取決于輸入信號的頻偏%f和積分周期T［2］，當%f 越大，相關峰y 值越小，在這里T=80 ms，當%f =12.5 Hz時，相關峰y =0;一般取相關峰－6 dB 作為容忍值，則%f 一般取小于7.5 Hz;在實際的工程中，影響相關峰的頻偏主要是處理板的晶振引起的頻偏以及處理板和接收機之間的頻差引起的頻偏，這兩種頻偏在短時間內可以認為是固定頻偏，可以采用定標的方式對這種固定頻偏進行校正。

3.2 頻率估計和信道均衡

在HF 頻段，由于信道環(huán)境惡劣，在很多情況下，短波信道是時變多徑衰落信道，時變性體現在頻率和相位的抖動上，多徑主要體現在頻率的選擇性衰落上，而衰落體現在信號的幅度抖動上，采用常規(guī)的頻率跟蹤環(huán)路不能滿足解調的性能，采用信道均衡是目前比較有效的信道估計的方式。

在LINK11_SLEW 的定標階段，只是校正了接收信道內部引起的頻率偏差，而信道引起的頻率抖動和頻率偏差也會影響均衡器的捕獲速度和跟蹤性能，為了盡量消除信號判決的累計誤差、減輕信道均衡的壓力，利用信號的前導訓練序列對信號進行信號的精確頻率測量。

對8PSK 信號的常規(guī)測頻一般采用高階譜［3］或環(huán)路跟蹤的方法，但是采用高階譜的方法對信號碼元數量有一定的要求，而且受多徑和幅度衰落影響也很大，很多實際的短波信道下LINK11_SLEW 信號高階譜甚至完全沒有頻率分量，而采用環(huán)路跟蹤時，環(huán)路跟蹤的頻率誤差實際上也是高階譜的頻率誤差，在高階譜完全沒有頻率分量的情況下，環(huán)路也無法進行頻率跟蹤。

幸運的是，我們可以利用前導序列進行精確測頻;前導序列信號為X(τ)=aejφ(τ)，在已經通過相關峰找出起始位置的前提下，輸入的基帶信號序列為x(τ)=a'ej(Δωτ+φ(τ))，將兩個序列差分構建出新的信號序列S(τ):

從式(3)可以看出，重構的S(τ)是一個以%f 為中心頻率的單音信號，對S(τ)進行CZT［4］測頻或者抽取后進行壓縮快速傅里葉變換(ZOOM－FFT)測頻，只需要很低階數的FFT 變換就可以得出很高的測頻率精度，假設抽取后信號的采樣率為300 Hz，則2 048點FFT 的測頻精度為0.146 Hz。

由于在短波信道下采用環(huán)路跟蹤不能滿足信號的解調性能要求，所以采用信道均衡技術對信道進行信道估計和補償。

一般條件下，短波信道的頻率抖動%f 每秒小于1 Hz/s，是一種緩慢變換的時變多徑衰落信道，在精確測頻的基礎上利用信道均衡可以有效減小信道對接收性能的影響。

常用的信道盲均衡算法主要有LMS 算法和RLS 算法，其中LMS 算法收斂速度慢，但是運算簡單，收斂穩(wěn)定;RLS 收斂速度快，但是運算量大，同時會有不穩(wěn)定的現象［5］，采用RLS 在復雜的短波信道常常有不可控的情況發(fā)生，因此在設計中采用LMS算法進行信道均衡，并針對短波信道時變多徑衰落信道的特點對LMS 算法進行改進，期望在保證穩(wěn)定的前提下盡量提高收斂速度。

設輸入信號為S(n)，均衡濾波器的系數矢量為W(n)，濾波器的輸出期望信號為(n)，則

式中，* 表示卷積運算。標準LMS 算法中W 的遞歸關系為

我們采用平均自適應濾波(AFA)［6］的算法對傳統的LMS 算法進行改進，令ξ(n)=(n)e(n)，對W(n)和ξ(n)分別進行統計平均，得到

其中0.5 ＜λ ＜1，式(4)變?yōu)?/p>

采用AFA 算法的均衡器收斂速度快，可與RLS算法的收斂速度媲美，同時從上面的分析可以看出，AFA 算法不需要協方差矩陣，不會出現RLS 算法的穩(wěn)定性問題。

在LINK11_SLEW 的解調器設計中，利用前導訓練和插入倒頻作為盲均衡器的訓練序列，其他序列作為盲均衡器的跟蹤序列，在訓練序列階段(n)為已知的前導序列碼值，在跟蹤序列階段(n)為S(n)的判決輸出。

3.3 解擾設計

LINK11_SLEW 的8PSK 信號是由QPSK 信號加擾后形成的，擾碼為已知的周期為160 個3 b數據的擾碼符號序列，在這種情況下可以采用兩種方式對LINK11_SLEW 進行解擾:一種是對均衡后的信號直接進行8PSK 相位映射，生成比特流，每3 個比特合成一個符號，將該符號與對應的本地擾碼符號進行模8 減，模8 減的結果就是解擾的結果;另外一種解擾的方式采用直接最佳采樣點鑒相的方式進行解擾，是將均衡后的最佳采樣點直接作為解擾器的輸入，將本地的擾碼序列轉換成8PSK 的調制信息，將輸入信息與本地的擾碼調制信息進行差分鑒相，再將鑒相結果進行QPSK 相位映射得到解擾結果。

設輸入符號是x1，對應的最佳采樣點為Aejθi(θi最佳采樣點的相位信息)，本地符號是x0，對應的調制信息為Aejθ0(θ0為8PSK 標準相位映射θ0=0、π/4、π/2、3π/4、π、5π/4、3π/2、7π/4)，則(xi－x0)8與Aej(θi－θ0)2π是等價的，所以上面兩種方式是等價的，但是采用第一種解擾方式對信噪比要求比較高，在設計中我們采用第二種解擾方式。

4 仿真結果

LINK11_SLEW 信號經過一次解調后為8PSK 調制的話帶信號，理論上8PSK 的高階譜會有特征譜線，這些特征譜線就是我們頻率測試、符號速率測試和環(huán)路跟蹤的依據，但是在實際的復雜短波信道下，信號受信道干擾比較嚴重。下面對理論信號和受信道干擾嚴重的信號進行仿真，驗證信道對信號解調的影響及算法的可行性。仿真結果如圖5所示。

圖5 LINK11_SLEW 話帶信號及其譜特征Fig.5 LINK11_SLEW voice－band signal and spectrum character

由圖5可以看出，經過短波信道的信號頻譜已經變形，高階譜的特征分量已經不存在，已經不可能采用傳統的環(huán)路跟蹤方式對信號進行頻率和相位校正。

利用前導訓練序列對信號進行位同步和幀同步，下面給出頻偏對前導序列相關峰的影響，如圖6所示。

圖6 頻偏對LINK11_SLEW 前導序列相關峰的影響Fig.6 Influence of frequency－offset on LINK11_SLEW preamble correlate characteristics

可以看出，當頻率偏差大約為7 Hz時，相關峰峰值為頻偏小于1 Hz相關峰峰值的一半，當頻偏約11 Hz時，相關峰幾乎淹沒在噪聲之中，跟上文分析的情況基本一致;在設計時可采用定標的方式將固定頻偏降到7.5 Hz以內。

在信道均衡前對定標后的信號進一步進行頻偏校正，減少信道均衡的壓力，對重構后的前導序列抽取后采用ZOOM－FFT 算法進行頻率估計，抽取后采樣率為300 Hz，FFT 點數為2 048，測頻精度為0.146 Hz，測頻的譜線如圖7所示。

圖7 精確測頻譜線Fig.7 Precise spectrum of frequency－measurement

利用精確測試的頻率對信號進行頻偏校正，位同步、幀同步和頻偏校正后復雜短波信道下LINK11_SLEW 的最佳采樣點星座圖如圖8所示。

圖8 頻偏校正后星座圖Fig.8 Constellation after frequency－shift correction

從圖8可以看到，復雜信道下頻偏校正和同步后的星座圖仍然不能有效收斂。采用均衡對信道進行估計，利用AFA 均衡器，取λ =0.5，結果如圖9所示。從圖9(c)學習曲線可以看出，均衡器在10 個符號之內就收斂穩(wěn)定到0.02。

將復雜短波信道下LINK11_SLEW 進行加噪，對加噪前后的信號進行解擾仿真，對比不同信噪比對信號解擾的影響如圖10所示。

從圖10可以看出判決QPSK 比判決均衡前8PSK 信號誤差會小得多，當信噪比越低，QPSK 的判決誤差相對8PSK 判決誤差越小，復雜信道下LINK11_SLEW 解擾采用QPSK 判決和8PSK 判決誤碼率曲線如圖11所示。

圖9 AFA 均衡器效果圖Fig.9 AFA equalizer effect

圖10 解擾效果圖Fig.10 Anti－disorder effect

圖11 QPSK 判決和8PSK 判決誤碼率曲線Fig.11 The bit－error－rate curve of QPSK－decision and 8PSK－decision

從圖11可以看出，當Eb/N0高于12 dB時，復雜信道下的LINK11_SLEW 的解調誤碼率低于10－3。

5 結 論

本文主要對非協同LINK11_SLEW 解調的幾個關鍵技術進行了研究，對影響解調的同步、頻率估計、信道均衡、解擾等性能的因數進行了詳細分析和仿真驗證，提出了解決措施和方法。新的算法結構簡單，收斂速度快，穩(wěn)定性高，適應性強，有利于工程實現，解決了短波等復雜信道下LINK11_SLEW 無法有效解調的難題，具有良好的應用前景。

復雜信道下LINK11_SLEW 信號的信息還原一直是非協同接收領域的一個難點，下一步在解決非協同LINK11_SLEW 解調的基礎上，將重點對解調后的信息恢復進行進一步研究。

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