彭亦稰,陳小元,陳 超
(麗水學(xué)院,麗水323000)
串勵電動機因具有軟機械特性而被廣泛應(yīng)用,但其輕載運行時轉(zhuǎn)速過高,尤其是在高電壓下空載運行時會產(chǎn)生“飛速”現(xiàn)象。需給串勵電動機調(diào)速系統(tǒng)引入轉(zhuǎn)速負(fù)反饋,以降低輕載運行轉(zhuǎn)速,文獻[1 -6]闡述了直流電動機和交流串勵電動機的基于穩(wěn)定轉(zhuǎn)速的調(diào)速控制方法,但不適用于僅降低系統(tǒng)輕載運行轉(zhuǎn)速的控制要求。文獻[7 -8]闡述了非線性系統(tǒng)的小偏差線性化方法,是串勵電動機調(diào)速系統(tǒng)線性化分析的依據(jù)。
本文提出一種串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)輕載降速控制方法,給系統(tǒng)引入無測速傳感器的變反饋系數(shù)的轉(zhuǎn)速負(fù)反饋,在降低系統(tǒng)輕載運行轉(zhuǎn)速的同時,保持系統(tǒng)正常運行時具有的串勵電動機的特性。通過建立系統(tǒng)的數(shù)學(xué)模型并線性化,從靜態(tài)和動態(tài)兩方面分析系統(tǒng)的穩(wěn)定性,給出確保系統(tǒng)穩(wěn)定的設(shè)計約束條件,最后驗證該方法的實用性。
給串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)引入反饋系數(shù)隨電流變化的轉(zhuǎn)速負(fù)反饋,電動機端電壓u 的控制計算式:
式中:ku為可調(diào)直流電源的電壓控制放大系數(shù);uc為系統(tǒng)的輸入控制電壓;ω 為電動機的旋轉(zhuǎn)角速度;α(i)為能隨電動機電流i 變化的轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù),其表達式:
式中:α0為轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的最大值;Is為串勵電動機輕載電流閾值,Is≈0.6IN,IN為電動機的額定電流。
當(dāng)電動機電流i >Is時,α(i)=0,系統(tǒng)開環(huán)運行;當(dāng)電流i≤Is時,α(i)隨電流減小而增大,通過降低電動機端電壓來降低系統(tǒng)的輕載轉(zhuǎn)速。
由于串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)引入轉(zhuǎn)速負(fù)反饋的目是為了降低輕載轉(zhuǎn)速,故可采用低成本的無測速傳感器的間接測速方法。
當(dāng)串勵電動機穩(wěn)定運行時,如果已測得電動機繞組總電阻和電動勢系數(shù),并測取了電動機的端電壓和電流,則可計算電動機的靜態(tài)旋轉(zhuǎn)角速度Ω1:
式中:U 和I 分別為電動機端電壓和電流的靜態(tài)值,K1(I)是電動勢系數(shù)(也是轉(zhuǎn)矩系數(shù))的測取值。因I≤Is時,電動機磁路飽和程度低,K1(I)可表達:
式中:K1(0)和K1(Is)分別為電流I =0(剩磁)和I=Is時的電動勢系數(shù),可通過測量電流從0.8Is~IN的K1(I)曲線獲得K1(Is),再作曲線在I=Is處的切線,延伸至I=0 處,推測出K1(0)。
當(dāng)系統(tǒng)處于動態(tài)時,仍用式(3)計算系統(tǒng)的動態(tài)旋轉(zhuǎn)角速度ω1:
間接測速的變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)動態(tài)框圖,如圖1 所示。
圖1 間接測速的轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系統(tǒng)的動態(tài)框圖
圖2 間接測速的轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系統(tǒng)的靜態(tài)框圖
圖2 中,Uc,M 和E 分別為輸入控制電壓、電磁轉(zhuǎn)矩和電動勢的靜態(tài)值,ML,UΩ和Ω 分別為負(fù)載轉(zhuǎn)矩、轉(zhuǎn)速負(fù)反饋量和實際轉(zhuǎn)速的靜態(tài)值。
由圖2 得,間接測速的變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)的靜特性:
式(6)給出了不同輸入控制電壓Uc下,系統(tǒng)轉(zhuǎn)速Ω 隨電流I 變化的曲線。為確保系統(tǒng)穩(wěn)定,靜特性曲線應(yīng)無躍變,且隨電流增大而下降。
由式(6)知,設(shè)計α(I)如式(2)所示,既可使轉(zhuǎn)速負(fù)反饋隨電動機負(fù)載減輕而增強,又可避免系統(tǒng)靜特性在I=Is處發(fā)生躍變,造成系統(tǒng)不穩(wěn)定。
式(6)中,當(dāng)?shù)谝豁椃帜钢邢喑说膬身椌S電流I 增大而增大時,能保證該項轉(zhuǎn)速隨電流I 增大而降低。令K1(I)+kuα(I)和K(I)/K1(I)對電流的導(dǎo)數(shù)大于零,推導(dǎo)出確保系統(tǒng)穩(wěn)定的α0取值和K1(I)與K(I)偏差關(guān)系:
式(6)中,由R1與R 的偏差產(chǎn)生了第二項轉(zhuǎn)速,為避免轉(zhuǎn)速因偏差升高,R1與R 的偏差關(guān)系應(yīng):
由圖1 知,間接測速的串勵電動機閉環(huán)調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)為非本質(zhì)非線性系統(tǒng),可對系統(tǒng)作小偏差線性化處理。設(shè)系統(tǒng)在某靜態(tài)運行點附近作動態(tài)變化,系統(tǒng)中各變量的動態(tài)值為其靜態(tài)值與增量之和,如uc=Uc+Δuc,ω =Ω +Δω,e =E +Δe 和mL=ML+ΔmL等,其中Δuc,Δω,Δe 和ΔmL等均為靜態(tài)值基礎(chǔ)上的增量。串勵電動機的電磁轉(zhuǎn)矩m 及其增量Δm:
式中:下標(biāo)Q 表示系統(tǒng)的靜態(tài)工作點。電動機的電動勢e 及其增量Δe:
系統(tǒng)轉(zhuǎn)速負(fù)反饋量uω及其增量Δuω:
由式(11)、式(13)、式(15)和圖1,得間接測速的串勵電動機閉環(huán)調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)的線性化動態(tài)框圖,如圖3 所示。
圖3 間接測速的串勵電動機閉環(huán)系統(tǒng)的線性化框圖
設(shè)系統(tǒng)輸入量增量Δuc≠0,ΔmL=0,以電流增量Δi 為系統(tǒng)輸出,由圖3 求得系統(tǒng)的特征方程:
式(16)中系數(shù)k2,k1和k0:
由圖2 得:
將式(6)和式(20)代入式(18)得:
將式(2)代入式(17)和式(19)知,系數(shù)k2和k0恒大于零。在式(21)中,Uc>0;將式(2)、式(7)和式(8)代入第一項,可知第一項大于零;將式(2)和式(8)代入第二項,可知第二項大于等于零;將式(2)和式(4)代入第三項,可知第三項大于等于零;因電動機磁路飽和,K(I)曲線上升并下凹,第四項中的K(I)-K'(I)I 大于零,再將式(2)代入,可知第四項大于零;故k1恒大于零。
按照勞斯穩(wěn)定性判據(jù),當(dāng)式(16)的系數(shù)均大于零時系統(tǒng)穩(wěn)定。故滿足式(2)、式(4)、式(7)、式(8)和式(9)的間接測速的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)穩(wěn)定。
圖4 為間接測速的變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速電路。電路由直流斬波電源給串勵電動機供電,控制器采用PWM 方式控制調(diào)節(jié)電力場效應(yīng)管V 的通斷占空比,調(diào)節(jié)串勵電動機的端電壓。
圖4 間接測速的串勵電動機調(diào)速電路
圖4 中,控制器由數(shù)字微控制器、電動機端電壓測量電路、電流測量電路、電力場效應(yīng)管V 的隔離驅(qū)動電路及其他外圍電路組成,uc為控制器的輸入控制電壓。電力場效應(yīng)管V 為N 溝道增強型管5N60(600 V,4.5 A),數(shù)字微控制器采用STM8S105單片機。電力場效應(yīng)管V 的隔離驅(qū)動電路基于HCPL4504 光耦隔離芯片和IR2110 驅(qū)動芯片構(gòu)成。電壓測量電路由分壓降壓電路、同相輸入比例器和RC 濾波電路組成;電流測量電路由電流傳感器、同相輸入比例器和RC 濾波電路組成,測量電路中的同相輸入比例器基于LM258 雙運放芯片構(gòu)成。
圖4 中,串勵電動機的額定電壓UN=220 V,額定電流IN=0.3 A,電壓控制放大系數(shù)ku=10,輕載電流閾值Is=0.7IN=0.21 A,測得的繞組總電阻R1=325.7 Ω,測得電動勢系數(shù)K1(Is)=0.19 V·s/rad,K1(0)=0.03 V·s/rad,由式(7)取α0=1.5 ×10-2。
圖5 為間接測速的變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)的控制流程。斬波電源的PWM控制頻率為16 kHz,即斬波周期Tp為1/16 ms,控制流程的控制周期Tc=16Tp=1 ms。圖5 中,τ/Tp為脈寬調(diào)制的占空比;u*為虛擬的控制器輸出控制電壓,電動機端電壓u=kuu*;U*N=UN/ku為輸入控制電壓的最大值。
圖5 間接測速的變轉(zhuǎn)速反饋的控制流程
因電源輸入為220 V 工頻交流電壓,經(jīng)整流和電容濾波后約為310 V,故初設(shè)τ/Tp=0.5 對應(yīng)的電源輸出電壓u=155 V??刂屏鞒痰臅r間分配:用1個Tp時間計算K1(i)和ω1、讀取uc、計算u*和τ/Tp;用3 個Tp時間控制電源輸出電壓u =kuu*;用12 個Tp時間采集電動機端電壓u 和電流i。
對圖4 的間接測速的串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng)分別采用開環(huán)控制和變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋控制,測量處于開環(huán)和閉環(huán)控制下的系統(tǒng)靜特性,如圖6 所示。
圖6 間接測速的串勵電動機調(diào)速系統(tǒng)的靜特性
由圖6 可知,開環(huán)時空載轉(zhuǎn)速高達15 020 r/min,閉環(huán)控制時轉(zhuǎn)速降至9 460 r/min;電流大于Is時,閉環(huán)系統(tǒng)靜特性與開環(huán)時相同。圖中的計算轉(zhuǎn)速從控制器讀取。
本實驗測取了串勵電動機從空載到重載的完整K1(I)曲線,并整理為數(shù)組存入控制器,用于計算系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速。為確保系統(tǒng)穩(wěn)定,K1(I)的取值偏大,造成圖6 中的計算轉(zhuǎn)速值略低于實際轉(zhuǎn)速值。
在電動機空載時給系統(tǒng)加0 ~22 V 的階躍輸入,測量系統(tǒng)中串勵電動機的端電壓和電流波形,如圖7 所示。圖7 中,CH2 為電動機端電壓經(jīng)分壓降壓、同相輸入比例器和RC 濾波后的波形;CH1 為電動機電流經(jīng)電流傳感器、同相輸入比例器和RC 濾波后的波形。電動機端電壓隨階躍輸入控制電壓升至220 V 后,又隨電流減小而下降至150 V。表明在空載起動過程中,當(dāng)電流小于0.21 A 后,轉(zhuǎn)速負(fù)反饋發(fā)揮了作用。
圖7 階躍輸入時電動機的端電壓和電流波形
理論分析和應(yīng)用實踐表明,對串勵電動機調(diào)壓調(diào)速系統(tǒng),采用變轉(zhuǎn)速負(fù)反饋系數(shù)的輕載降速控制策略和無測速傳感器的間接測速方法,能穩(wěn)定有效地降低系統(tǒng)的輕載運行轉(zhuǎn)速,而系統(tǒng)正常運行時仍保持串勵電動機的特性。該控制方法適用于負(fù)載變化劇烈的串勵電動機驅(qū)動調(diào)速系統(tǒng)。
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