梅建偉，姜木霖，劉杰，魏海波

（湖北汽車工業(yè)學(xué)院電氣與信息工程學(xué)院，湖北十堰442002）

車載直流電源是將車上電池高壓直流轉(zhuǎn)換為低壓直流的一種直流變換器，特殊的使用環(huán)境要求電源變換器能適應(yīng)寬范圍的環(huán)境溫度的變化，同時車載電源的設(shè)計受到電池供電的制約，其性能的優(yōu)劣直接關(guān)系到車載電器電子設(shè)備能否安全可靠地工作，因此效率高、體積小、質(zhì)量輕的開關(guān)電源在車載直流變換裝置中應(yīng)用非常廣泛。傳統(tǒng)車載開關(guān)電源采用電壓型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其存在輸出濾波電感較大、變壓器存在磁通不平衡等問題，本文提出的一種車載直流變換裝置采用電流饋電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，體積小、可靠性高，具有一定的實用價值。

1 原理分析

1.1 主回路方案分析

前期研制的車載直流變換裝置，采用電壓型推挽全橋逆變器，輸出使用全波不可控整流，實現(xiàn)DC-AC-DC的轉(zhuǎn)換，其主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 電壓拓?fù)渫仆烊珮蚪Y(jié)構(gòu)圖

該電壓型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，輸出電壓通過單獨的電壓檢測電路來檢測和直接控制電路來實現(xiàn)的恒壓控制的。在測試過程中主要存在以下問題[1-2]：

1）當(dāng)輸入電池電壓變化時會引起開關(guān)管導(dǎo)通時間的調(diào)整，輸出電壓的響應(yīng)只有等到輸出變化反饋到誤差放大器時才會發(fā)生，對輸入電池電壓變化的即時響應(yīng)速度較慢。

2）電流檢測時，輸出電流的平均值等于輸出濾波電感電流的平均值，占空比的調(diào)節(jié)實質(zhì)上改變了電感的峰值電流，就造成控制時恒定峰值電流實際需要是恒定電流，閉環(huán)調(diào)節(jié)時電路易產(chǎn)生振蕩。

3）由于輸出電流大，要求紋波小，造成輸出濾波電感的體積大且發(fā)熱嚴(yán)重。

4）易產(chǎn)生偏磁現(xiàn)象，特別是在重載時，在恒壓與恒流進行切換的瞬間產(chǎn)生偏磁現(xiàn)象而造成開關(guān)管的擊穿。

針對上述電壓型拓?fù)渫仆烊珮蚪Y(jié)構(gòu)在采用電壓模式控制時產(chǎn)生的問題以及前期樣機的實驗結(jié)果，課題中設(shè)計的電流拓?fù)潆p閉環(huán)控制的電路結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 電流拓?fù)渫仆烊珮蚪Y(jié)構(gòu)圖

該電路結(jié)構(gòu)輸入直流側(cè)，使用較大的電感L1將直流電壓源轉(zhuǎn)換成直流電流源，防止偏磁現(xiàn)象的發(fā)生，同時省去了原有的輸出電感L1，緩解了電路開關(guān)管導(dǎo)通瞬間的問題，沒有電壓型全橋電路共同導(dǎo)通問題，提高了電路的可靠性和控制特性。

工作時其等效電路為Boost型DC-DC變換器，采用硬件控制模式，電感電流工作在CCM工作模式，其電路如圖3所示。

圖3 等效電路圖

1.2 控制方案

本系統(tǒng)中采用電流型控制芯片KA3846作為電源的控制芯片，利用模擬取樣電路獲得輸出實時電壓值作為電壓外環(huán)的反饋電壓，利用取樣電阻采集開關(guān)管的峰值電流作為電流內(nèi)環(huán)的反饋電流，采用硬件PI算法，改變KA3846的輸出脈沖的寬度，從而改變輸出側(cè)的直流電壓，控制原理圖見圖4。

圖4 控制原理圖

2 硬件電路設(shè)計

2.1 技術(shù)要求

1）輸入電壓為120～180 VDC，輸出電壓為14.2～14.4VDC，輸出功率為600W。

2）輸出紋波電壓（峰-峰值）不大于1V，電壓精度不大于1%,滿載效率不小于92%。

3）具有軟啟動功能,輸入過壓欠壓保護、過熱保護、輸出過流保護、輸出短路保護、輸入輸出反接保護功能,輸出不接電池不啟動等功能。

2.2 主回路硬件設(shè)計

正常工作時，開關(guān)管承受的最大正向電壓為

最大的漏極電流為

高頻變壓器隔離的開關(guān)電源效率與開關(guān)頻率密切相關(guān)，經(jīng)實際測試在開關(guān)頻率為48kHz時效率最高，結(jié)合車載電源的特殊要求，選用NMOS管IXFH30N50P作為DC變換器的開關(guān)器件[3-4]。

變壓器的最大輸出電壓為

全波整流時二極管承受的電壓為

功率單元中全波整流二極管可能承受的最大平均電流為

此時二極管的工作頻率

選用DSSK60-015A作為全波整流二極管[3]。

2.3 控制回路硬件設(shè)計

推挽全橋電路采用雙端電流型開關(guān)電源控制芯片KA3846，是雙列16腳封裝專用芯片。為了抑制電路中的振蕩，采用斜率補償技術(shù)，取自振蕩電容的電壓與開關(guān)管的電流取樣電壓進行疊加，設(shè)計時使得自振蕩電容的電壓斜率等于輸出電感電流下降斜率的一半，此時輸出電感電流的平均值與開關(guān)管的脈沖寬度無關(guān)，解決了只恒定電感峰值電流而不是恒定電感平均電流而造成的問題，其控制和補償電路如圖5所示。

圖5 控制電路圖

電流信號的采集通過檢測開關(guān)管的峰值電流實現(xiàn)的，4腳的電壓是由電流信號和補償信號組成的，由于R49、R55與R41、R56并聯(lián)，因此實際的斜率補償信號發(fā)生了改變，實際4腳的電壓信號由2個部分組成：開關(guān)管的峰值電流；電阻式分壓補償電路產(chǎn)生的電壓，其大小與8腳的振蕩電壓以及分壓比例有關(guān)，此時分壓比例為

由于實際控制信號的頻率是固定不變的，故4腳的振蕩電壓的波形是不會發(fā)生改變的，由此可知電阻式分壓補償電路產(chǎn)生的電壓是固定不變的。由以上的分析可知，控制時電流信號是由上面兩部份信號組成的。[5-6]

由于采用電流型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，在圖2中保證開關(guān)管Q1，Q2的脈沖必須有一定的重疊區(qū)才能保證可靠換相，KA3846輸出脈沖為A、B兩路相位相差1800的脈沖，其最大占空比為46%，輸出驅(qū)動電路將兩路脈沖同時反相放大，驅(qū)動開關(guān)管Q1和Q2。

2.4 雙閉環(huán)控制電路

圖6中，Uo、Io是輸出電壓和輸出電流反饋，其中U1A的1腳是電流外環(huán)的輸出做為電壓內(nèi)環(huán)的參考值，R3、C1是電流環(huán)的反饋補償環(huán)節(jié)，R14、C13是電壓環(huán)的反饋補償環(huán)節(jié)，線性光藕U7的輸出是U14的5腳輸入，該輸入電壓是調(diào)節(jié)脈沖寬度的控制電壓。[5]

圖6 雙閉環(huán)控制電路圖

2.5 保護電路設(shè)計

為了保證車載開關(guān)電源可靠工作，設(shè)計了電源的保護電路，包括：輸入過壓/欠壓保護、輸出過流保護、輸出過壓保護、輸出短路保護、空負(fù)荷保護、電池反接保護以及過熱保護，設(shè)計的保護電路的結(jié)構(gòu)框圖，如圖7所示。

通過硬件檢測電路對輸入信號進行采集，將電路運行狀態(tài)轉(zhuǎn)換為開關(guān)信號，電路運行狀態(tài)正常時，開關(guān)信號K為0，當(dāng)出現(xiàn)故障時，開關(guān)信號K為1，此時將KA3846的脈沖關(guān)閉，同時將繼電器斷開，電路停止工作。硬件不斷檢測故障是否排除，當(dāng)故障排除后，系統(tǒng)經(jīng)過一定時間的延時再重新合上繼電器，同時打開KA3846的脈沖，系統(tǒng)自動重新啟動。

圖7 保護電路結(jié)構(gòu)圖

3 部分測試波形

系統(tǒng)部分測試波形如圖8所示。

1）圖8b所示,必須保證全橋推挽逆變器的兩個MOSFET管的驅(qū)動脈沖波形有一定的重疊角，才能使其可靠換相。

2）由圖3的等效電路可知，可以通過改變脈沖的占空比來調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，實現(xiàn)系統(tǒng)的閉環(huán)控制。

3）由圖8c所示,通過將車載電池高壓直流經(jīng)過DC-AC-DC轉(zhuǎn)換實現(xiàn)低壓直流輸出。

圖8 測試波形

4 結(jié)論

針對前期研制電壓饋電拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的缺點，本課題設(shè)計的車載開關(guān)穩(wěn)壓電源采用電流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，利用KA3846作為主控芯片，采用電壓外環(huán)，電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制策略，實現(xiàn)恒壓或者恒流輸出。該電源具有體積小、性能可靠、輸出電壓穩(wěn)定的特點，適合于電動汽車仍沿用原有汽車電器的電池供電12 V線束系統(tǒng)，具有比較廣闊的應(yīng)用和推廣前景。

[1]王兆安，黃俊.電力電子技術(shù)[M].4版.北京：機械工業(yè)出版社，2003.

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[3]蘇娟.高頻功率MOSFET驅(qū)動電路及并聯(lián)特性研究[D].西安：西安理工大學(xué),2003.

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