朱小燕，王群京，漆星，謝芳，周成，李國麗

（安徽大學 電氣工程與自動化學院，安徽 合肥230601）

1 引言

目前，異步電機因價格低廉、可靠性高、維護簡單、控制技術(shù)成熟而被廣泛應用于電動汽車驅(qū)動系統(tǒng)，尤其在大功率場合中占據(jù)重要地位。 電動汽車的電機驅(qū)動具有調(diào)速范圍寬，加減速性能好，動態(tài)響應快等特性[1]。

異步電機的驅(qū)動電壓包含定子漏感壓降和反電動勢，當磁通保持恒定時，反電動勢與轉(zhuǎn)速成正比。 隨著電機轉(zhuǎn)速上升超過額定轉(zhuǎn)速后，定子電壓也需要超過額定電壓值，然而由于直流側(cè)電壓和逆變器的限制，無法提供更大電壓。 如果提高直流電壓，不僅增大硬件成本，而且會超出電機的額定電壓，長期運行將損害電機。 因此合適的方法是減小異步電機的勵磁。

已有的弱磁方法可以歸納為：1）1/ωr方法；2）電壓閉環(huán)控制方法[2－3]；3）查表法[4]。1/ωr方法為傳統(tǒng)的弱磁方法，當超過額定轉(zhuǎn)速時，電機勵磁與轉(zhuǎn)速成反比例的減小。 該方法易于操作，但開環(huán)弱磁方法無法適應負載的變化，提供最大輸出轉(zhuǎn)矩，也不能充分利用直流側(cè)電壓。

電壓閉環(huán)控制方法是將旋轉(zhuǎn)坐標系電壓與電壓最大值（空間矢量方法的最大值為Vdc/）形成閉環(huán)，控制電機勵磁電流。 該方法克服了對電機參數(shù)的敏感，有較強的魯棒性，但轉(zhuǎn)矩電流和勵磁電流耦合強，電流調(diào)節(jié)器易飽和。

文獻[4]的查表法是將空間矢量調(diào)制的零開關(guān)時間T0和轉(zhuǎn)矩指令用作勵磁電流查表索引（LUT）。同時，勵磁電流和轉(zhuǎn)矩指令的反饋信號作為轉(zhuǎn)矩電流的查表索引。 另外，最大轉(zhuǎn)差頻率值也來源于LUT。 但這些弱磁表格依賴精確的電機參數(shù)。

本文從電動汽車高速運行的實際出發(fā)，提出的一種電壓軌跡弱磁控制方法，能夠在不查表的情況下充分利用直流電壓，提供較大轉(zhuǎn)矩。 該方法用脈寬調(diào)制脈沖的開關(guān)周期與導通時間之差控制勵磁電流[5]，當導通時間大于開關(guān)周期時進入弱磁控制。 在理論分析的基礎(chǔ)上構(gòu)建系統(tǒng)仿真模型，然后在電動汽車用異步電機驅(qū)動平臺上編寫軟件實現(xiàn)算法，仿真與實驗結(jié)果驗證了該方法的有效性。

2 理論分析

按轉(zhuǎn)子磁鏈定向的異步電機在穩(wěn)態(tài)運行時，旋轉(zhuǎn)坐標系下的電磁轉(zhuǎn)矩為[6]

式中：p 為極對數(shù)；Lm為互感；Lr為轉(zhuǎn)子電感。

2.1 電壓和電流約束條件

受電機和逆變器容量的限制，驅(qū)動系統(tǒng)的電壓和電流要遵循下式的約束條件：

式中：Imax為電機和逆變器的額定電流的閾值；Vmax為電壓閾值，與PWM 調(diào)制策略相關(guān)，本文采用電壓空間矢量SVPWM 調(diào)制方式，Vmax= Vdc/。

當電機高速運行時具有較高的反電動勢，定子電阻壓降可以忽略不計，式（2）中的電流限制條件可寫作：

式（3）所示的電流限制公式在dq 電壓坐標系中是一簇焦點以同步角頻率ωe為函數(shù)的橢圓曲線，其曲率半徑與同步角頻率成正向關(guān)系。 圖1所示的3 條橢圓曲線ω1＜ω2＜ω3，即隨著ωe的增大，為維持轉(zhuǎn)矩電流，逆變器需要輸出更高的電壓。 而式（2）第1 式的電壓限制公式表示為一個圓。圖1中電壓限制曲線和電流限制曲線所包含的公共部分即為電壓矢量d 軸分量和q 軸分量的可運行區(qū)域。

2.2 弱磁Ⅰ區(qū)

當電機超過額定頻率運行，開始采用弱磁控制策略以給定磁鏈電流的大小。 在弱磁Ⅰ區(qū)內(nèi)，由式（1），dq 電壓分量乘積最大值，即最大輸出轉(zhuǎn)矩點為電壓圓形曲線與電流橢圓曲線的交點。 轉(zhuǎn)矩電流的限制為

2.3 弱磁Ⅱ區(qū)

隨著電機同步頻率繼續(xù)增大，電流限制橢圓繼續(xù)向外擴展（見圖1），與電壓圓交于D 點，轉(zhuǎn)矩曲線TD＜TC，D 點不是最大轉(zhuǎn)矩點。此后最大轉(zhuǎn)矩不受同步角頻率影響，維持在C 點。 此時，usd=最大轉(zhuǎn)矩電流為

3 電壓軌跡法

圖2所示為引入電壓軌跡弱磁控制的電動汽車用異步電機矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖[7]。 以逆變器PWM 控制的開關(guān)周期（Ts）與導通時間（Ta+Tb）之差控制勵磁電流[8]。 當逆變器控制脈沖的有效導通時間小于開關(guān)周期時，弱磁調(diào)節(jié)器（FWR）輸入為正值，輸出被限制為0，給定勵磁電流id*s就是額定勵磁電流Ids_rated。 此時電機運行于恒轉(zhuǎn)矩區(qū)。 當導通時間與開關(guān)周期相等，即電壓軌跡達到空間矢量調(diào)制的六邊形。 因此，直流電壓能夠被充分利用，從而增大最大輸出轉(zhuǎn)矩能力。 一旦導通時間大于開關(guān)周期，弱磁調(diào)節(jié)器輸出負值，給定勵磁電流為弱磁控制器輸出與額定勵磁電流之和，電機進入弱磁區(qū)。

圖2 引入電壓軌跡弱磁控制的異步電機矢量控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖Fig.2 Vector control system of induction motor with the voltage trajectory field-weakening control method

給定轉(zhuǎn)矩電流iq*的限幅值按圖3控制流程圖確定。 在恒轉(zhuǎn)矩區(qū)，電流限幅值按式（4）計算得到。在弱磁區(qū)內(nèi)，由式（4）或式（5）確定。當iqs_Limit1≥iqs_Limit2時，電動機運行于弱磁Ⅱ區(qū)，反之則運行于弱磁Ⅰ區(qū)。

圖3 轉(zhuǎn)矩電流限幅值的控制流程圖Fig.3 Flow chart for the limitation of torqueproducing current control

4 仿真與實驗結(jié)果

4.1 仿真結(jié)果

在Matlab/Simulink 環(huán)境下搭建控制系統(tǒng)仿真模型。 采用兩對極鼠籠式異步電機，相關(guān)參數(shù)為PN=30 kW，UN=380 V，IN=57 A，fN=50 Hz，nN=1 500 r/min，Lm=30 mH，Lr=0.87 mH，Ls=0.87 mH，Rr=0.165 8 Ω，Rs=0.072 Ω。

分別采用傳統(tǒng)弱磁和電壓軌跡弱磁兩種控制方法驅(qū)動電動機帶100 N·m 負載，從靜止升速到2 500 r/min。 其仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 電壓軌跡法與傳統(tǒng)方法的仿真對比Fig.4 Comparison of voltage trajectory method and conventional method in simulation

圖4中幅值為標幺值，基準值均采用各物理量的額定值。

仿真結(jié)果表明，在同樣負載下，電壓軌跡法與傳統(tǒng)方法相比，電機轉(zhuǎn)速跟蹤更快，啟動過程轉(zhuǎn)矩電流更平穩(wěn)，勵磁電流更小。 控制器輸出調(diào)制電壓可達六邊形軌跡。

4.2 實驗條件

設(shè)計基于TMS320F28335 的異步電機驅(qū)動控制器，應用于30 kW 電動汽車用驅(qū)動電機實驗臺架。 系統(tǒng)的動力為600 V 蓄電池組，逆變主電路為電壓型3 橋臂2 電平拓撲結(jié)構(gòu)，電機參數(shù)與仿真相同，實驗波形由控制器的RS232 接口傳輸至LabView 設(shè)計的虛擬示波器界面上。

針對TMS320F28335 型微處理器，設(shè)計采用ePWM1 定時器中斷作為主控制程序，以C 語言編寫代碼，實現(xiàn)本文設(shè)計的含電壓軌跡弱磁控制的異步電機矢量控制策略。

4.3 實驗結(jié)果

控制電機帶100 N·m 負載從靜止啟動至轉(zhuǎn)速為2 500 r/min，記錄電流波形。

圖5和圖6所示分別為采用傳統(tǒng)弱磁與本文提出的電壓軌跡弱磁控制電機運行于2 500 r/min 時的電流波形。 可以看出，采用電壓軌跡法，電機勵磁電流波動小，獲得轉(zhuǎn)矩電流更加平穩(wěn)，電機定子電流畸變減小。

圖5 電流分量id與iq波形Fig.5 Waveforms of d-axis current and q-axis current

圖6 穩(wěn)定后的定子電流波形Fig.6 Waveforms of stabled stator current

5 結(jié)論

本文提出的通過空間矢量調(diào)制的電壓軌跡弱磁控制方法，與電機參數(shù)無關(guān)，保證系統(tǒng)魯棒性，能夠有效控制異步電機高速運行，提供大轉(zhuǎn)矩，滿足電動汽車加減速快，動態(tài)性能好等要求。

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