楊玉崗 那 欣 王長華 馮本成

（遼寧工程技術大學電氣與控制工程學院 葫蘆島 125105）

1 引言

近年來,隨著電磁兼容法規(guī)在國內外的嚴格實施，抑制和減少開關電源的電磁干擾，使之符合電磁兼容（EMC）的標準和規(guī)范，已成為電力電子工程師的一個重要課題[1-3]。然而傳統(tǒng)的分立元件EMI濾波器一方面體積大，空間利用率低，降低了開關電源的功率密度；另一方面分立元件的寄生參數也降低了EMI濾波器的高頻性能。無源集成技術可明顯改善分立元件EMI濾波器的這些缺點[4-8,10-13]。

隨著便攜式電子設備在人們日常生活中的日益普及和廣泛應用,電源變換器的整體高度要求越來越低，因此，“扁平化”便成為開關電源的發(fā)展趨勢之一[11,12]。由于EMI濾波器占據了電源模塊15%～20%的空間，因此，開關電源的小型化和輕薄化，不能單純地依靠有源部分的減小來實現，還需要將無源元件的集成放到與有源元件的集成同等甚至略重的地位上。

為了實現EMI濾波器電感和電容的全部集成，美國弗吉尼亞電力電子研究中心（CPES）做了大量的研究工作[10-12]，并提出了開關電源EMI濾波器的平面無源集成結構[12]；在國內，文獻[1]提出的柔性多層帶材集成EMI濾波器工藝簡單，有較好的發(fā)展前景。文獻[14]提出了有源和無源濾波器集成的思路，然而，集成濾波器的電容仍然采用分立電容。

為了盡量減少平面無源集成EMI濾波器的體積，文獻[12]采用了高介電常數（14 000）的陶瓷材料Y5V，用很小的體積就可以實現很大的電容；為了盡量減少平面集成電感的結構電容，采用了高初始磁導率（10 000）的平面磁心，極大地減少了平面集成EMI濾波器繞組的匝數。然而，高介電常數的陶瓷材料隨頻率和溫度變化時，容值穩(wěn)定性較差[9]。于是，文獻[1]提出了柔性多層帶材集成的EMI濾波器結構，但未實現平面化。

由于開關電源在 0.15～0.5MHz頻段內主要以差模干擾為主，在其他頻段內主要以共模干擾為主[9]；此外，共模電容較差模電容小得多，因此，本文先選用高性能、低介電常數的薄膜介質材料的交錯并聯(lián)來實現共模電容的集成；由于差模電容的值較大，為了盡量減少集成EMI濾波器的體積，選用電氣性能較穩(wěn)定的Ⅱ類陶瓷（X7R）來集成差模電容。而共模電感主要依靠PCB繞組來實現，差模電感完全依靠漏感來實現。

2 電介質材料溫度特性介紹

幾種電容介質材料的溫度特性如圖 1所示[8]。由圖 1a可知，當溫度達到 80℃時，Y5V的容值比25℃時減小80%。而Ⅱ類陶瓷材料（比如X7R和NP0）的相對容值隨溫度變化改變較小，因此，可作為差模電容的介質材料。由圖1b可知，所有薄膜材料在 80℃時容值相對 25℃時變化不超過2%，因此，開關電源中傳統(tǒng)的分立型EMI濾波器通常采用薄膜電容做濾波電容。結合文獻[9]給出的差、共模噪聲頻段范圍，本文采用X7R集成差模電容，采用薄膜介質材料集成共模電容，從而實現EMI濾波器的平面全集成。

圖1 不同介質材料的溫度特性曲線Fig.1 Temperature characteristic curve of different dielectric materials

3 平面全集成EMI濾波器的實現

3.1 平面積木式交錯并聯(lián)繞組結構

集成平面EMI濾波器的基本LC單元如圖2所示，將此 LC單元安裝在平面磁心的中柱，可得到確定的電感和電容值。LC單元極大地減少了集成電容的等效串聯(lián)電感（ESL）及引線電阻（ESR），因此，LC單元是集成EMI濾波器的一種理想單元。

圖2 LC基本單元Fig.2 LC basic cell

根據LC單元的等效電路可得到電容計算公式

式中，εr為介質的相對介電常數；wc為銅箔的面積；d為介質的厚度。

由式(1)可見，對于確定的LC單元，要增大電容量只有兩種方法：減少介質厚度或增大介質相對介電常數。由于薄膜介質材料的介電常數較小，介質厚度受擊穿電壓的限制也不可能做得太薄，因此，欲增大平面集成電容需要另辟蹊徑。本文在文獻[10]和[15]的基礎上，提出LC單元的積木式交錯并聯(lián)繞組結構，可增大平面集成電容，如圖3所示。將n個LC單元進行積木式交錯并聯(lián)后的總電容為

圖3 多個LC單元的積木式交錯并聯(lián)結構Fig.3 Stacked-type interleaved connected structure of multiple LC cells

3.2 平面全集成EMI濾波器

開關電源EMI濾波器的電路拓撲如圖4a所示，平面全集成 EMI濾波器結構必須滿足這一電路拓撲。于是利用兩個圖3所示的結構單元做為兩個共模電容Cy，套上E型磁心做為兩個共模電感Lcm，兩個共模電感的差值作為差模電感Ldm，再串聯(lián)兩個高介電常數的LC單元做為差模電容Cx，即可實現EMI濾波器的全集成，其等效電路如圖4b所示。

通常EMI濾波器的共模電容取值較小，其范圍是 1～10nF，采用基本 LC單元及薄膜介質材料的積木式交錯并聯(lián)結構完全可以實現共模電容的集成，并且由前面的分析可知，集成共模電容的溫度穩(wěn)定性較好。

通常差模電容Cx的值較大，其范圍是 0.1～1μF。由于差模干擾的頻帶較窄，且頻率相對較低，故選用頻率較低但介電常數較高且溫度穩(wěn)定性較好的Ⅱ類陶瓷材料X7R來形成兩個PCB繞組結構的LC單元，并分別串聯(lián)在共模電感/電容模塊的兩端來實現差模電容的集成，并增大了共模電感量，這兩個集成的差模電容如圖4b所示。

圖 4 全集成EMI濾波器Fig.4 Structure of completely integrated EMI filter

4 平面全集成EMI濾波器的參數計算

平面全集成后總的共模電感為

式中，μeff為磁心有效相對磁導率；μ0為真空磁導率；Ae為磁心有效截面積；N為繞組匝數；le為磁心有效磁路長度。

由于制作工藝的限制，由分立元件構成的傳統(tǒng)EMI濾波器的兩個共模電感不可能做到完全相等，在差模噪聲通過EMI濾波器時，會形成一定的差模電感（即漏感），正好可以用來抑制差模噪聲。一般分立元件構成的差模電感為共模電感的0.5%～2%，對于平面無源集成EMI濾波器，此方法同樣適用。得到漏感值的方法有兩種：一是測試法，其優(yōu)點是所得漏感值準確，缺點是必須先做好樣機；二是理論計算法，其優(yōu)點是不用先做樣機，缺點是理論推導比較繁瑣。本文選用第一種方法，以避免繁瑣的理論推導和計算。由于開關電源的噪聲頻率不斷升高，在較低頻率時可以忽略的寄生參數不能再忽略，因此共模電感的等效并聯(lián)電容（EPC）和電容的等效串聯(lián)電感（ESL）對EMI濾波器的高頻特性具有顯著影響[5]。對于EPC的計算，可根據寄生電容儲能的原理來推導。而對于ESL的計算，由于采用圖1所示結構來集成電容，介質的覆銅厚度一般為幾十微米，因此電容的引線實現了最短化，即電容的ESL最小化，可以忽略。對于事先做好的樣機，共模電感和電容的直流電阻可以直接測量，兩者都表示歐姆損耗。

5 平面全集成EMI濾波器的高頻等效電路及插入損耗

5.1 高頻共模等效電路及插入損耗

由文獻[15]可知，在小信號激勵下，EMI濾波器可以表征為一個線性無源二端口網絡。根據文獻[6]，考慮元件寄生參數建立平面全集成EMI濾波器結構的高頻共模等效電路如圖 5所示。如果在圖 5的左端加一小信號源（設其內阻為RS），右端加一負載RL，由二端口網絡參數矩陣A的定義可推導出插入損耗的計算公式

參數矩陣A為

式中式中，Zc為共模電容阻抗，ZL為共模電感阻抗，Lcm為共模電感，Cp為共模電感的等效并聯(lián)電容，Rcm為共模電感的等效串聯(lián)電阻，Cy為共模電容，Ls為共模電容的等效串聯(lián)電感，Rc為共模電容的等效串聯(lián)電阻，ω為信號角頻率。

將式（5）～式（7）代入式（4）可得到高頻共模等效電路插入損耗的計算公式。

5.2 高頻差模等效電路及插入損耗

由于差模電感完全是依靠漏感來實現的，幾乎沒有EPC，可以看作純電感元件；差模電容是采用LC模塊來實現的，其 ESL已經最小化了，故選用理想的差模等效電路來代替實際的高頻差模等效電路，如圖5b所示，參數矩陣A為

式中，Ldm為差模電感；Cx為差模電容。

將式（8）代入式（4）可得到差模等效電路的插入損耗計算公式。

圖5 平面全集成EMI濾波器的高頻等效電路Fig.5 High frequency equivalent circuit of planar completely integrated EMI filter

6 仿真和實驗驗證

為了驗證所提出的平面全集成 EMI濾波器的有效性，采用薄膜介質材料、陶瓷介質材料X7R以及PCB繞組制作了一臺實驗樣機，如圖6所示，樣機的結構和材料參數見表1。平面全集成EMI濾波器的體積約為 19cm3，為傳統(tǒng) EMI濾波器體積的47.7%[12]。

圖6 平面全集成EMI濾波器實驗樣機Fig.6 Prototype of planar completely integrated EMI filter

表1 樣機的結構及材料參數Tab.1 Parameters of structure and materials

樣機的所有參數都是采用高精度元器件分析儀（3255 Automatic Component Analyzer）測得的，見表 2。樣機的主要參數計算值見表 3，通過將表 3與表2進行比較，證明了理論計算式（2）和式（3）的正確性。

表2 樣機參數值Tab.2 Parameters of prototype

（續(xù)）

表3 樣機主要參數計算值Tab.3 Calculated main parameters of prototype

根據EMI濾波器插入損耗的測試原理，通過改變噪聲源的頻率，可以測試電阻RL兩端的電壓。根據式（9）可得所測頻率點的插入損耗

式中，V1為未接濾波器時RL兩端電壓；V2為接上濾波器后RL兩端電壓。

圖7給出了一個頻率測試點的共模和差模插入損耗電壓實驗波形。由式（9）可得所有頻率測試點的插入損耗值，見表4和表5。

圖7 共模和差模插入損耗測試電壓波形Fig.7 Test voltage waveforms of common-mode and differential-mode insertion loss

表4 共模插入損耗Tab.4 Common-mode insertion loss

表5 差模插入損耗Tab.5 Differential-mode insertion loss

圖8給出了共模插入損耗的計算值、仿真值和測試值曲線，圖9給出了差模插入損耗的三條曲線。比較圖8中的三條曲線可見，除了在諧振點的差別較大外，其它各點吻合都較好。比較圖9中的三條曲線可見，由于給出的高頻差模等效電路是理想模型，計算值、仿真值和實驗值的差別較大，但是總體的變化趨勢還是一致的。此外，考慮到實驗并非在嚴格的屏蔽條件下進行的，樣機參數值較小且與周圍設備之間存在耦合，再加上實驗誤差，差模實驗結果并非很理想。

圖8 共模插入損耗曲線Fig.8 Curve of Common-mode voltage insertion loss

圖9 差模插入損耗曲線Fig.9 Curve of Differential-mode voltage insertion loss

7 結論

本文在綜合考慮電容介質材料性能、差共模噪聲的頻率范圍和差共模電容量的前提下，提出了基于積木式交錯并聯(lián)的平面全集成EMI濾波器結構。建立了其高頻共模和差模等效電路模型，推導了其插入損耗的計算公式，采用薄膜介質材料、陶瓷介質材料X7R和PCB繞組制作了實驗樣機，樣機體積僅為傳統(tǒng)分立元件EMI濾波器體積的47.7%，元件數量由七個減少為一個。仿真和實驗結果表明所提結構對EMI噪聲具有很好的濾波效果，驗證了高頻等效電路模型和插入損耗計算公式的正確性，解決了現有無源集成方法難以增大集成電容的問題。

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