付家才 郭松林 沈顯慶

（黑龍江科技學(xué)院電氣與信息工程學(xué)院 哈爾濱 150027）

1 引言

目前，在可再生能源發(fā)電領(lǐng)域，并網(wǎng)逆變器作為可再生能源發(fā)電系統(tǒng)的核心裝置，對(duì)其逆變效率、體積和成本等方面均提出了更高要求。和早期基于兩電平逆變技術(shù)的并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)相比，三電平逆變技術(shù)由于電平變化要明顯小于兩電平情況，在濾波器體積、成本和損耗方面均具有明顯優(yōu)勢(shì)，因此三電平逆變技術(shù)在低壓電能變換領(lǐng)域的應(yīng)用逐漸引起重視，而因其具有等效開(kāi)關(guān)頻率高，電壓變化率、諧波畸變率、器件承受電壓低等優(yōu)點(diǎn)在低壓并網(wǎng)逆變領(lǐng)域的應(yīng)用也同樣受到了廣泛關(guān)注，成為當(dāng)前的研究熱點(diǎn)[1-3]。

由于三電平 PWM方法比較復(fù)雜，需要在數(shù)字信號(hào)處理器（Digital Signal Processor，DSP）芯片的基礎(chǔ)上增加外部數(shù)字電路。文獻(xiàn)[4]采用 DSP+CPLD的方案，這種方案中采用的 PWM方法為載波層疊的方法，需要DSP芯片中兩個(gè)事件管理器均參與工作，造成 DSP負(fù)擔(dān)加重。文獻(xiàn)[5]采用DSP+FPGA的方案，可以降低DSP的運(yùn)算負(fù)擔(dān)和資源占用，但是FPGA成本高，開(kāi)發(fā)和調(diào)試?yán)щy。文獻(xiàn)[6]采用了雙調(diào)制波的方案，只需使用一個(gè)定時(shí)器即可實(shí)現(xiàn)6路PWM開(kāi)關(guān)信號(hào)。但是由于其正負(fù)半周均采用相同的調(diào)制波形，造成正負(fù)半周載波和調(diào)制波的比較邏輯需要進(jìn)行反轉(zhuǎn)，只采用DSP芯片無(wú)法直接實(shí)現(xiàn)即保證比較邏輯同時(shí)又能使用其自身的死區(qū)模塊，仍然需要外部邏輯電路來(lái)切換正負(fù)半周各個(gè)開(kāi)關(guān)管的控制信號(hào)。因此需要針對(duì)單相三電平PWM 方法及其實(shí)現(xiàn)方案進(jìn)行研究，以進(jìn)一步提高控制芯片的使用效率。

另外，在單相并網(wǎng)逆變器的電流控制策略中，無(wú)差拍電流控制算法以逆變數(shù)學(xué)模型為基礎(chǔ)，根據(jù)當(dāng)前電網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流值直接獲得下一周期的逆變電壓輸出值，可以很好地實(shí)現(xiàn)單相系統(tǒng)并網(wǎng)電流瞬時(shí)值的閉環(huán)控制[7,8]，但由于數(shù)字式實(shí)現(xiàn)方案存在逆變器電壓輸出延遲，需要結(jié)合電網(wǎng)電壓、電流的預(yù)測(cè)算法，以提高系統(tǒng)的控制性能[9]，同時(shí)電感值的變化也會(huì)對(duì)控制性能造成影響，當(dāng)電感值大于實(shí)際電感值兩倍時(shí)，系統(tǒng)將不穩(wěn)定[10]。在三相兩電平并網(wǎng)逆變器中，提出了基于瞬時(shí)無(wú)功功率的在線電感辨識(shí)方法[11,12]來(lái)解決這一問(wèn)題。在單相兩電平并網(wǎng)逆變器中，文獻(xiàn)[13]研究了一種基于開(kāi)關(guān)周期平均模型的電感辨識(shí)方法。在三電平并網(wǎng)逆變器中，由于逆變器的輸出電壓電平值是變化的，以兩電平逆變器為基礎(chǔ)的電感辨識(shí)方法難以直接應(yīng)用于三電平逆變器，需要開(kāi)展相應(yīng)的電感辨識(shí)方法的研究。

提出一種基于雙調(diào)制波的新型三電平 PWM方法，利用 DSP的一個(gè)事件管理器中的定時(shí)器和兩個(gè)比較器來(lái)產(chǎn)生帶有死區(qū)的6路PWM信號(hào)，進(jìn)而取消了附加的數(shù)字邏輯電路。為提高系統(tǒng)的無(wú)差拍電流控制性能，引入了基于電流瞬時(shí)采樣的電感辨識(shí)方法，最后對(duì)所提出的方法進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 雙調(diào)制波三電平SPWM原理分析

單相三電平并網(wǎng)逆變器的結(jié)構(gòu)如圖1所示，包括輸入側(cè)的分壓電容，輸出側(cè)的濾波電感，左橋臂的二極管鉗位型三電平半橋和右橋臂的兩電平半橋。由其原理可知，通過(guò)切換6個(gè)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)狀態(tài)，共可產(chǎn)生5種電平，dcU±、dc/2U±和0。

下面分析該拓?fù)涞恼{(diào)制策略。右橋臂的開(kāi)關(guān)管VT5和 VT6采用和電網(wǎng)相同頻率的互補(bǔ)控制信號(hào)，左橋臂提出一種基于雙調(diào)制波的三電平 SPWM 方法，其原理如圖2所示，用兩個(gè)帶有直流偏移的調(diào)制波同一個(gè)三角載波進(jìn)行比較，為在負(fù)半周獲得三電平輸出，同時(shí)保證載波和調(diào)制波的比較邏輯保持不變，需要將調(diào)制波的波形進(jìn)行反轉(zhuǎn)。下面給出整個(gè)周期內(nèi)兩個(gè)調(diào)制波的表達(dá)式。取一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)正弦調(diào)制波，設(shè)其瞬時(shí)值為unom，則調(diào)制波2的正半周期與標(biāo)準(zhǔn)調(diào)制波相同。

圖1 單相三電平并網(wǎng)逆變器原理圖Fig.1 Schematic diagram of single phase three-level inverter

調(diào)制波1的正半周為

式中，Utr為三角載波的幅值。

調(diào)制波2的負(fù)半周為

調(diào)制波1的負(fù)半周為

在改變輸出狀態(tài)時(shí)，只需改變標(biāo)準(zhǔn)正弦調(diào)制波的波形，在此基礎(chǔ)上按照式（1）～式（3）計(jì)算兩個(gè)調(diào)制波即可。

圖2 雙調(diào)制波三電平SPWM原理波形Fig.2 Schematic waveform of dual-reference waves SPWM

由圖2可知，與載波層疊方法相比，該方法只需一個(gè)三角載波，因此只需DSP的一個(gè)事件管理器即可實(shí)現(xiàn)，能夠更好地利用DSP的資源，避免了兩個(gè)載波的同步問(wèn)題。同時(shí)，該方法可以使用DSP自帶的死區(qū)發(fā)生器，無(wú)需額外增加邏輯電路，降低了實(shí)現(xiàn)難度。

3 并網(wǎng)電流優(yōu)化控制策略

3.1 三電平并網(wǎng)逆變器的數(shù)學(xué)模型

3.2 無(wú)差拍電流控制原理分析

將式（4）離散化，得

式中，e()i k、e( 1)i k+ 分別為第k個(gè)和第k+1個(gè)采樣點(diǎn)的并網(wǎng)電流值；av()ek為第[k,k+1]個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電網(wǎng)平均電壓。

由此得

將式（12）和式（11）代入式（9）得逆變電壓的瞬時(shí)輸出值

則兩個(gè)調(diào)制波的瞬時(shí)值由式（1）～式（3）得到。

由式（13）可知逆變器的輸出值直接受到濾波電感值的影響，進(jìn)而影響電流的控制精度。而電感受電流幅值、開(kāi)關(guān)頻率、溫度等多方面的影響而實(shí)時(shí)變化，如果模型中的電感值保持不變，則造成控制精度下降，而且根據(jù)文獻(xiàn)[10]可知，在實(shí)際電感值大于模型電感值的2倍時(shí)，系統(tǒng)將不穩(wěn)定。

3.3 電感辨識(shí)方法

下面分析電感辨識(shí)方法。根據(jù)數(shù)字信號(hào)處理器的工作原理，得到如圖3所示的電網(wǎng)電壓在正半周的三角載波和并網(wǎng)電流波形的對(duì)應(yīng)關(guān)系。

圖3 三角載波和電流波形對(duì)應(yīng)關(guān)系圖Fig.3 Scheme of carrier and grid-connected current

式中，iem(k-1)、eav(k-1)、ton(k-1)、toff(k-1)分別為第[k-1,k]個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)并網(wǎng)電流的最小值、電網(wǎng)平均電壓Udc/2和零電壓作用時(shí)間。

上兩式相加得到電感辨識(shí)值

由SPWM方法的原理獲得ton(k-1)

由此得到電感辨識(shí)值

4 實(shí)現(xiàn)方案及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

根據(jù)上述理論分析結(jié)果，設(shè)計(jì)了以 DSP芯片TMS320F2812為核心的單相三電平并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)參數(shù)為，直流電源電壓為300V，并網(wǎng)電流幅值給定為10A，載波頻率為10kHz，Le=3mH。電網(wǎng)電壓為110V，電網(wǎng)頻率為50Hz。

包含雙調(diào)制波三電平SPWM方法、電感辨識(shí)和無(wú)差拍電流控制并網(wǎng)系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)流程為，首先采集并網(wǎng)電壓電流值，根據(jù)前述分析辨識(shí)電感，計(jì)算逆變電壓的瞬時(shí)輸出值，然后判斷電網(wǎng)電壓是否處于正半周，若處于正半周，則獲得調(diào)制波 2，更新CMPR2，再根據(jù)式（1）計(jì)算調(diào)制波 1，然后更新CMPR1。若處于負(fù)半周，則根據(jù)式（2）計(jì)算調(diào)制波2，更新CMPR2，再根據(jù)式（3）計(jì)算調(diào)制波1，然后更新CMPR1。在過(guò)零點(diǎn)位置改變VT5和VT6的狀態(tài)。

圖4給出了相應(yīng)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖4a給出了逆變器的三電平輸出電壓波形，由圖可知，獲得了三電平輸出電壓波形。圖4b為并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓的穩(wěn)態(tài)波形，由圖可知，采用電感辨識(shí)算法后獲得了較好的控制性能。圖 4c、圖 4d分別為并網(wǎng)電流給定從5A突增到10A以及從10A突減到5A情況下的電網(wǎng)電壓、電流的動(dòng)態(tài)響應(yīng)波形，由圖可知，系統(tǒng)具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。

圖4 實(shí)驗(yàn)波形Fig.4 Experimental waveforms

5 結(jié)論

本文提出只需 DSP中一個(gè)事件管理器的雙調(diào)制波三電平SPWM方法，有效減少了控制芯片資源的占用，并進(jìn)一步提出一種基于兩次電流采樣的單相三電平并網(wǎng)逆變器的濾波電感在線辨識(shí)方法，用于并網(wǎng)電流的無(wú)差拍控制性能優(yōu)化，有效改善了并網(wǎng)逆變器的控制性能，提高了系統(tǒng)穩(wěn)定性，具有算法相對(duì)簡(jiǎn)單、易于實(shí)現(xiàn)，控制性能優(yōu)良等優(yōu)點(diǎn)。

[1]顧和榮, 趙清林, 郭小強(qiáng), 等. 基于二自由度電流調(diào)節(jié)的分布式發(fā)電系統(tǒng)并網(wǎng)控制技術(shù)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2010, 25(8): 154-160.

Gu Herong Zhao Qinglin Guo Xiaoqiang, et al.Grid-connected control for distributed generation based on two-degree-of-freedom current regulation[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2010,25(8): 154-160.

[2]陳杰, 陳家偉, 龔春英. 三電平雙升壓式能饋型PWM整流器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2011, 26(3): 96-102.

Chen Jie, Chen Jiawei, Gong Chunying. A three-level dual-boost reversible PWM rectifier[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 25(3): 52-57.

[3]Rodriguez J, Jih Sheng L, Peng F. Multilevel Inverters: a survey of topologies, controls, and applications[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2002, 49(4): 724-738.

[4]Kouro S, Rebolledo J, Rodriguez J. Reduced switching-frequency-modulation algorithm for highpower multilevel inverters[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2007, 54(5): 2894-2901.

[5]Barreto L, Praca P P, Cruz C M T, et al. PID digital control using microcontroller and FPGA applied to a single-phase three-level inverter[C]. Proceedings of the IEEE International Applied Power Electronics Conference, 2007: 1443-1446.

[6]Katiamoorthy M, Sekar R M, Raj G C, et al. A new single-phase PV fed five-level inverter topology connected to the grid[C]. Proceedings of the IEEE International Communication, Control and Computing Technologies, 2010: 196-203.

[7]楊勇, 阮毅, 吳國(guó)祥, 等. 基于DPWM1的無(wú)差拍解耦控制的三相并網(wǎng)逆變器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2010,25(10): 101-107.

Yang Yong, Ruan Yi, Wu Guoxiang, et al. Deadbeat decoupling control of three-phase grid-connected inverters based on DPWM1[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2010, 25(10): 101-107.

[8]Kojabadi H M, Yu B, Idris A G, et al. A novel DSP-based current-controlled PWM strategy for single phase grid connected inverters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2006, 21(4): 985-993.

[9]楊勇, 阮毅, 葉斌英, 等. 三相并網(wǎng)逆變器無(wú)差拍電流預(yù)測(cè)控制方法[J]．中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2009,29(37): 40-46.

Yang Yong, Ruan Yi, Ye Binying, et al. Deadbeat predictive current control method for three-phase grid-connected inverters[J]．Proceedings of the CSEE,2009, 29(37): 40-46.

[10]Moreno J C, Huerta J M E, Gil R G, et al. A robust predictive current control for three-phase gridconnected inverters[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2009, 56(6): 1993-2004.

[11]楊勇, 索跡, 祁春清, 等. 三相并網(wǎng)逆變器電感在線辨識(shí)控制[J]. 電機(jī)與控制學(xué)報(bào), 2011, 15(3): 52-57.

Yang Yong, Suo Ji, Qi Chunqing, et al. Inductance online identification control for three-phase gridconnected inverters[J]. Electric Machines and Control,2011, 15(3): 52-57.

[12]Antoniewicz P, Kazmierkowski M. Virtual-fluxbased predictive direct power control of AC/DC converters with online inductance estimation[J]. IEEE Transactions on Industry Electronics, 2008, 55 (12):4381-4390.

[13]孫向東, 任碧瑩, 鐘彥儒, 等. 濾波電感在線估計(jì)方法在預(yù)測(cè)電流控制中的應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2009, 24(7): 150-156.

Sun Xiangdong, Ren Biying, Zhong Yanru, et al. An online estimation method of the filter inductance for a predictive current control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2009, 24(7): 150-156.