呂青 聞琦 高嵬
(1. 空軍預警學院,武漢430019;2. 92380部隊裝備部,三亞572000;3.海軍工程大學電氣工程學院,武漢430033)
輔助諧振環(huán)流極逆變電路(Auxiliary Resonant Commuted Pole Inverter-ARCPI)把諧振電路從直流環(huán)節(jié)移到了逆變橋臂上,因此具有電壓和電流應力低的優(yōu)點;與直流環(huán)節(jié)諧振型逆變器相比,ARCPI還具有三相橋臂之間操作相互獨立、控制靈活、可方便的實現(xiàn)各種PWM調制策略等一系列優(yōu)點。此外,相對于諧振母線換流電路,ARCPI只在換流時輔助諧振環(huán)節(jié)才流過電流,大大減少了導通損耗。而其輔助電路的控制和逆變器的PWM控制完全獨立,主開關管軟開關操作不受負載條件影響,諧振電感和主功率通路分離,容易引入多電平電路等幾大優(yōu)點,很可能成為下一代逆變器更有希望的拓撲結構[1]。
本文基于ARCPI的工作原理和寬幅壓輸入,建立了寬幅壓三電平的ARCPI的仿真模型,并通過試驗驗證了仿真所得結論,同時通過對比得出三電平ARCPI軟開關在抑制3次諧波方面具有顯著優(yōu)勢。此外,仿真實驗表明,三電平 ARCPI軟開關對寬幅壓輸入情況下開關管上的沖擊電流起到了限制作用。
R.De Doncker 指出:“提高軟開關變換器效率的一個重要條件是,諧振電感和諧振極并聯(lián)而不是串聯(lián)于主功率通道上[2]”。ARCPI 恰恰具備這樣的并聯(lián)結構,如圖 1 所示,C1=C2=C 足夠大時,通過一個雙向開關將諧振電感和主電路隔離,在逆變橋臂不需要換流時,輔助開關 Sa1、Sa2均關斷,Lr中沒有電流流過,沒有像諧振直流環(huán)逆變器(RDCLI)式的通態(tài)損耗。
當需要換流時,開通輔助開關管激發(fā)諧振電路,為主開關管 S1、S2提供零電壓開通條件。假設負載電流 I0一直為圖 1 所示方向,且換流瞬間恒定,反方向與此對稱不再討論,輸出電壓為正記為“P”狀態(tài),為負記為“N”狀態(tài),可將整個換流過程分為以下三種情況:
圖1 ARCPI原理圖
(1)P→N,負載電流足夠大,稱為容性換流,即將從 S1流過電流換至從 VD2流過,無需啟動換流極,Cr1、Cr2恒流充放電實現(xiàn)換流。Cr1上的電壓不能突變,所以 S1為 ZVS 關斷;當 UCr2=0后,S2可以 ZVS開通,因為UCr1+UCr2=Ed,僅以 UCr1為例,其波形圖和相平面圖見圖2換流1;
(2)P→N,負載電流較小,稱為 ARCP 輔助容性換流,此時如仍以前面的方式換流,持續(xù)的時間就會很長,所以借助輔助諧振極加速換流過程:ZCS 下開通 Sa2,iLr反向增加到 Ith2,ZVS下關斷S1,諧振開始,直至 UC=0,VD2導通,iLr線性下降為零,Sa2ZCS 關斷,此后可以 ZVS開通 S2,波形圖和相平面圖見圖2換流 2。Ith2之所以不為零,是為了補償諧振過程中的能量損耗。
(3)N→P,稱為 ARCP 換流,即將從 VD2流過電流換至從 S1流過,必須借助輔助諧振極。ZCS 下開通 Sa1,iLr增加到 Ith1(Ith1>I0),ZVS 下關斷 S2,諧振開始,直至UC=0,VD1導通,ZVS開通 S1,iLr線性下降為零,Sa1ZCS 關斷,波形圖和相平面圖見圖2換流3。Ith1>I0,也是考慮了損耗的影響。
通過對ARCPI原理的分析,不難得出該電路的優(yōu)點:
(1)諧振電感和主功率通路分離,諧振僅出現(xiàn)在換流期間,導通損耗小。從相平面上看,主開關管電壓應力沒有增加,電流應力增加約 5%,即Ith1-I0的值。
(2)輔助電路的控制和逆變器的 PWM 控制完全獨立,自由設計的空間較大。
(3)主開關管軟開關換流不受負載條件影響。
(4)所有的主開關工作于 ZVS,所有的輔助開關工作于 ZCS。
(5)輔助開關承受的電壓應力僅為主開關的一半,且電流有效值非常小。
(6)du/dt 完全可控,di/dt 部分可控,EMI較小。
(7)主開關器件電壓電流尖峰較小,可以充分利用它的容量,提高裝置傳輸功率的能力。
圖2 三種換流過程原理圖
但也有如下一些缺陷:
(1)需要精確測量的物理量較多,控制復雜尤其是直接應用于三相逆變器中時。
(2)直流側電容中點電位的浮動。
(3)諧振損耗需要能量補償,增加了控制復雜性。
(4)雜散電感引起流入諧振電容的電流不平衡,影響 ZVS 的實現(xiàn),進而加大了損耗。
(5)輔助二極管反向恢復帶來較高的尖峰電壓,需要附加抑制電路。
為了進一步研究 ARCP 的性能,文獻[3]對比了ARCP 與硬開關(HSW)、有源鉗位諧振直流環(huán)(ACRDCL)的幾項性能指標,見表1??梢钥闯?,ARCP可以工作在更高的頻率,THD 較小,損耗更小,效率上也有優(yōu)勢。但作者認為,效率、THD只是衡量ARCP 的一個方面,du/dt、di/dt 和 EMI減小,開關頻率的提高,主開關容量的充分利用,易于向多電平擴展等,都是大功率場合 ARCP技術的優(yōu)勢所在。
表1 ARCP與HSW和ACRDCL的性能比較表
本文采用 Orcad/Pspice 9.2軟件進行仿真分析[4],具體仿真原理圖如圖 3所示。其中交流側各相阻性負載為1Ω,濾波電感為1.5 mH,濾波電容取608 μF;采用理想開關管和反向二極管;輸入直流電壓范圍在175~320 V。了研究參數(shù)變化對電路的影響,本文將對各種不同參數(shù)分別加以分析,以期從中得出有益的結論。
圖3 單相ARCPI原理圖
圖4 輸出電壓波形
根據寬幅壓輸入條件,對 175 VDC輸入和320 VDC輸入分別進行分析:
當輸入直流電壓為175 V時,輸出電壓、開關管沖擊電流波形如圖4、圖5所示。
當輸入直流電壓為320 V時,輸出電壓、開關管沖擊電流波形如圖6-7所示。
由此可見,盡管直流電壓波動范圍在175~320 V,但是開關管上的沖擊電流卻在3.5~9 A的范圍內變動,在選取合適的開關管后即可保證其正常運行而不會受到損害。
圖5 開關管沖擊電流波形
圖6 輸出電壓波形圖
圖7 開關管沖擊電流波形
值得關注的是,當直流電壓取最小值175 V時,交流輸出電壓幅值為175 V左右;當直流電壓取最大值為320 V時,交流輸出電壓幅值為320 V,也就是說,三電平拓撲的ARCPI逆變器電路在寬幅壓輸入條件下其輸出電壓不能穩(wěn)定在某一小范圍內,但是該電路相對于普通逆變器而言能夠輸出品質較高的交流量,如果結合適合的DC/DC或AC/AC電路,可以使交流輸出穩(wěn)定在既定的電壓附近。文獻[5]中詳細介紹了一種DC/DC電路,如果在直流輸入側加入這種電路,理論上可獲得穩(wěn)定的交流輸出。
根據仿真的分析結果,搭建試驗平臺進行試驗。
實驗原理圖參考圖3,最終選取電路中Lr=12 μF,Cr1= Cr2=0.1 μF,Cr3=200 μF,。試驗輸出波形如圖8、圖9所示。
圖8 實驗輸出電壓波形
圖9 實驗輸出電壓濾波后的波形
圖8左圖為輸入直流電壓175 V時輸出點對中點的電壓,右圖為輸入直流電壓300 V時輸出點對地的電壓。對比仿真波形圖4、圖6,實驗輸出的電壓波形同仿真波形基本符合,仿真圖形中電壓波形存在波動,而在實驗中卻沒有出現(xiàn)這一問題,這是由于實驗所采用的電源是整流后的直流電源,而仿真采用的是理想直流電壓源。
圖10 輸出電壓的諧波分析
圖9為濾波后輸出電壓,其中左圖為直流輸入175 V時的輸出電壓,右圖為直流輸入300 V時的輸出電壓。
圖10是輸出電壓的諧波分析,從圖中可以看出,由于設定實驗頻率為167 Hz,可以看出,三電平拓撲可以消除 3n次諧波(n≥1),此外,還剩余 2、4、5、7次諧波。由幅頻特性的公式A=20lgG,有 A1≈30 dB=20lgG1,A2= A4≈7.5 dB=20lgG2,A3= A6=0,A5=15 dB=20lgG5, A7=13 dB=20lgG7;從中可以看出,,也就是說,整個諧波占基波的百分比很小,可以忽略不計。
寬幅壓條件下三電平 ARCPI軟開關逆變器結構電路,經仿真和試驗驗證,具有諧波含量小,電壓和電流應力小等優(yōu)勢,對研制適合寬幅壓輸入的大功率逆變器具有一定參考價值。
[1]Bose B K. Recent advances in power electronics and drives [D]. Seminar in China University of Mining and Technology. 1996.
[2]Dedoncker R W, Lyons J P, The auxiliary resonant commutated pole converter[C]. IEEE Industry Application Soc. Conf. Proc. 1990: 1228-1235.
[3]韓英鐸, 王仲鴻, 林孔興等. 電力系統(tǒng)中的三項前沿課題—柔性輸電技術, 智能控制, 基于 GPS的動態(tài)安全分析與監(jiān)測系統(tǒng)[J]. 清華大學學報(自然科學版), 1997, 37(7): 1-6.
[4]陳建業(yè). 電力電子電路的計算機仿真[M]. 北京: 清華大學出版社, 2003.
[5]童正軍. 基于寬幅壓的ZVT-PWM CUK直流變換器研究[D]. 武漢: 海軍工程大學, 2006.