薛萍冰

(中國電子科技集團公司第38研究所數(shù)字技術部，安徽 合肥 230088)

慢門限恒虛警處理是一種對接收機內(nèi)部噪聲電平進行恒虛警處理的電路，內(nèi)部噪聲隨著溫度、電源等因素的改變而改變，這種變化是緩慢的，所以針對內(nèi)部噪聲的處理稱為慢門限恒虛警處理。通過對雷達信號的慢門限處理降低了虛警概率，為后處理提供了必要條件。

利用大規(guī)?？删幊屉娐穪韺崿F(xiàn)慢門限恒虛警處理，具有方便、可靠的特點，可以方便地修改和仿真。雷達工作期，接收機輸出除噪聲外還有信號和地物雜波等，所以對噪聲的采樣應在休止期進行。接收機檢測器后噪聲電壓的概率密度函數(shù)服從瑞利分布

由式(2)可得出，P(y)與σ無關，如果能將變量x歸一化為變量y，則噪聲強度σ變化時將保持輸出恒虛警;恒虛警處理裝置就是設法檢測出噪聲x的均方差σ值，再算出值;這個過程稱為歸一化，歸一化的結果就達到了恒虛警的目的。

用數(shù)字電路實現(xiàn)除法運算比較復雜，故采用取對數(shù)的方法，將除法運算轉化為減法運算，簡化了電路實現(xiàn)

1 工作原理

在休止期對噪聲值lgx采樣，得到lgσ。取雷達工作期的lgx減去lgσ，算出lgy式(3)，完成了歸一化處理。設計中慢門限恒虛警處理電路是采用開環(huán)式噪聲電平恒定電路，省略了反對數(shù)電路，增加了部分檢測電路［1］，原理如圖 1 所示。

圖1 電路模型

2 FPGA設計

在休止期選8位I/Q信號幅度值進行累加，并對累加值進行鎖存，當累加128個單元后，取出平均值并鎖存作為第一門限值。在工作期選取8位I/Q信號幅度值一方面與噪聲平均值比較，另一方面減去噪聲平均值再與人工門限比較，如果兩次比較都為大于，則輸出1 bit過門限信號。人工門限值的選定要根據(jù)虛警率確定，如果虛警點多則調高門限值，反之降低門限，保持一定的虛警點數(shù)［2］。

電路總框圖如圖2所示，包括3個子模塊分別為時序產(chǎn)生模塊、求噪聲平均值模塊、減法運算及比較模塊，虛框表示FPGA芯片外圍電路［3］。

圖2 電路總框圖

設計遵從了流水線和模塊化設計原則，把總模塊劃分為幾個功能獨立又相互聯(lián)系的子模塊;上一個模塊的輸出即為下一個模塊的輸入，由最后一個模塊完成最終結果的輸出［4］。

各子模塊電路設計完成后，建立相應電路符號，在原理圖輸入方式下，將各單元電路符號按原理框圖邏輯關系連接，通過保存、編譯，再進行項目處理包括器件選擇、引腳定義，確認正確無誤后便完成了FPGA內(nèi)部電路的設計，將設計項目下載至芯片，嵌入板級電路與其它器件配合使用，完成電路功能［5］。

2.1 時序產(chǎn)生模塊

利用10 MHz時鐘產(chǎn)生τ脈沖RM;在休止期128 τ處產(chǎn)生平均值打入脈沖RM128和清除脈沖RST128。原理圖如圖3所示［6］。

圖3 時序產(chǎn)生模塊原理框圖

2.2 求噪聲平均值模塊

當休止期時，選8位I/Q信號幅度值進行累加，并對累加值進行鎖存，當累加128個單元后取出平均值用RM128打入存儲器鎖存輸出作為第一門限值，然后清除脈沖RST128清除累加值。取平均值方法:128個單元8位I/Q信號幅度值累加最大能達到15位數(shù)，平均值即為高8位值，所以取累加值的高8位作為平均值即可，原理如圖4所示。

圖4 求噪聲平均值模塊原理框圖

2.3 減法運算及比較模塊

在工作期選取8位I/Q信號幅度值一方面與噪聲平均值比較，另一方面減去噪聲平均值再與人工門限比較，如果兩次比較都為大于，則輸出1 bit過門限信號。原理圖如圖5所示［7］。

圖5 減法運算及比較模塊框圖

3 仿真

慢門限恒虛警處理電路仿真波形如圖6所示。PM=‘1’時為休止期，PM=‘0’時為工作期;為使仿真波形更直觀、易理解，休止期恒取8位I/Q信號幅度值X［8..1］=“33”，128 單元后送出平均值 C［8..1］=“33”;人工門限為恒定門限，此處設為 K［8..1］=“44”;在工作期，當 X［8..1］=“66”和“44”時，66 －33＜44、44－33＜44 故 1 bit=‘0’，當 X［8..1］=“DC”時，DC＞33，DC－33＞44連續(xù)通過兩道門限故1 bit=‘1’［8］。

圖6 仿真波形

4 結束語

以上是在MaxplusⅡ環(huán)境中設計、編譯、仿真。一般為減少積累單元數(shù)和存儲計數(shù)設備，采用降低第一門限以達到高虛警率，而后面采用較高的人工門限以保證工作時的低虛警概率。該慢門限恒虛警處理電路的設計成功，為設計此類型電路提供了借鑒。采用8位二進制值累加128次，取高8位作為平均值的方法，使得電路易于實現(xiàn)，該方法簡單、可靠。

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