張長慧，董 勝，趙憲臣

（山東泉清通信有限公司 山東 濟南 250100）

介質(zhì)基片集成波導實現(xiàn)縫隙天線陣是針對以往采用波導型材實現(xiàn)天線開縫的方法所提出的[1-3]。使用印刷電路板中常用的金屬化過孔的方法，用兩排較為密集的金屬過孔將聚四氟乙烯微帶板（雙面覆銅板）的上下兩層銅皮連接在一起。此時在兩排過孔與上下兩層銅皮之間能夠?qū)须姶挪?，其模式為類似于矩形波導中的TE10模，而不是TEM波。介質(zhì)板的上下兩層金屬層等效為矩形波導的兩寬邊，而兩排金屬過孔形成矩形波導的窄壁。對于微帶板，如果孔和孔之間的距離比較近，就可以將孔之間的空隙看成是波導窄壁上垂直于傳播方向的縫隙。這種縫隙不會影響TE10模傳播，也不會向外輻射。因此可以用這種方法在微帶板上實現(xiàn)矩形波導的功能。

1 天線設計

微帶板結(jié)構(gòu)如圖1所示。

與矩形波導相比，介質(zhì)基片集成波導具有以下優(yōu)點：1）加工簡便，成本低廉；2）體積小，集成度高；3）易于和平面微波電路連接；4）與銅質(zhì)波導相比重量輕。

與微帶貼片天線相比，介質(zhì)基片集成波導的損耗小，Q值高，能夠?qū)崿F(xiàn)高性能的天線和濾波器[4]。

圖1 微帶板結(jié)構(gòu)圖Fig.1 The structure

對于平板縫隙天線陣，扁波導縫隙天線的帶寬較窄，且波導的高度越低帶寬越窄。另外輻射波導的帶寬還和縫隙所處的外環(huán)境有關(guān)，即輻射波導之間的耦合有關(guān)[5]。孤立縫隙的帶寬較寬，而組陣后帶寬較窄。而且當單元間距越小，耦合越強時，輻射波導能夠獲得較大的帶寬。因此波導縫隙天線的帶寬主要由2個因素決定：1）波導的高度，2）縫隙所處的外部電磁環(huán)境。

在輻射波導兩測布置扼流槽可以擴展帶寬，如圖2所示。圖中扼流槽的各部分尺寸，單位為mm。由于介質(zhì)波導（SIW）的寬度為24 mm，而輻射波導的間距為40 mm，所以每各輻射波導兩側(cè)都僅有8 mm空間，必須將扼流槽折疊[6]。在折疊后，扼流槽的尺寸都是仿真計算的，以保證從扼流槽的開口向里看是等效開路。圖3是加扼流槽后天線反射系數(shù)仿真結(jié)果。

圖2 帶有扼流槽的縫隙天線截面圖Fig.2 Cross structure of one radiation waveguide with the choke grooves

圖3 天線反射系數(shù)Fig.3 The return loss of the antenna

圖4 所示為天線的正反面結(jié)構(gòu)示意圖，正面所示為天線的輻射面，反面所示為天線的功分面。板材的介電常數(shù)為2.25，厚度為2 mm，該陣列包括8根輻射波導，每一根輻射波導上對稱的開有10個縫隙。輻射波導的饋電方式為從兩頭對稱的向中間饋電，這是與傳統(tǒng)的主線支線耦合饋電不同[7]。

為達到－20以下的旁瓣抑制要求，采用了海明加權(quán)，經(jīng)過優(yōu)化后的權(quán)值分布如表1所示。

表1 幅度權(quán)值分布Tab.1 The distributing of the weight

天線功分網(wǎng)絡設計，為了防止某個輻射波導的反射波通過饋電網(wǎng)絡耦合到其他輻射波導，影響其他輻射波導的激勵權(quán)值，保證整個陣列的加權(quán)系數(shù)精度，所以輻射波導的激勵端口之間需要隔離。為實現(xiàn)表1所列出的幅度權(quán)值，并且實現(xiàn)不同輻射波導之間的隔離，功率分配網(wǎng)絡由H－T型分支和窄邊耦合的定向耦合器構(gòu)成，功分網(wǎng)絡的結(jié)構(gòu)主要是選擇并聯(lián)饋電形式，即用功分器結(jié)構(gòu)為各個輻射波導饋電，保證天線的總饋點到各個輻射波導的路徑是一樣長的。

圖4 天線結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Fabricated of the antenna

2 天線實物與測試結(jié)果

圖5是實際制作的平板縫隙天線的實物照片，整個天線的面積為330 mm×330 mm。從圖中看出，天線一共包括8排輻射波導，每一排的輻射波導由過孔分為對稱的兩個波導，所以一共有16個輻射波導。每個波導的寬壁上開5個縫隙，同一波導上的縫隙尺寸各不相同，而不同波導上，相同位置的縫隙的尺寸是一致的。每兩排相鄰的波導之間，有額外設計的扼流槽，以提高帶寬。

不同層的介質(zhì)板用金屬螺釘緊固，保證天線的機械特性結(jié)實可靠，以及不同層敷銅的電氣接觸良好。

該天線的由位于功率分配網(wǎng)絡中心的50 Ω SMA接頭饋電，測量得到的端口反射系數(shù)如圖6（a）。天線具有良好的端口匹配特性。在5.5～5.9 GHz頻段，天線端口的反射系數(shù)都在–12 dB以下（VSWR＜1.6）。而天線的–10 dB帶寬更是達到了 463 MHz（5.512～5.975 GHz），其相對帶寬為 8.1%。對于厚度僅有2 mm的SIW波導，相對帶寬達到了8.1%。

圖5 天線實物圖Fig.5 Antenna picture

圖6 天線反射系數(shù)和方向圖Fig.6 The reflectance and the direction of the antenna

天線方向圖見圖中6（b）（c）。平板縫隙天線旁瓣指標在H面內(nèi)，旁瓣電平不超過-30 dB，。在E面內(nèi)，旁瓣電平也低于-25 dB

3 結(jié) 論

提出了基于介質(zhì)板材的波導縫隙天線設計方案并加以實現(xiàn)。該設計方案的最大優(yōu)點就是能夠擴展平板波導縫隙天線陣尤其是薄波導縫隙陣的帶寬。采用此方法設計并實現(xiàn)了一個80陣元的高增益定向天線陣，并給出了實測結(jié)果，表明該天線具有高增益，定向性好，旁瓣低的特點，達到了設計要求。

[1]Deslandes D，Wu K.Single-substrate integration technique of planar circuits and waveguide filters[J].IEEE Trans Microwave Theory and Tech，2003，51（2）:593-596.

[2]Uchimura H，Takenoshita T，F(xiàn)ujii M.Development of a laminated waveguide[J].IEEE Trans.Microwave Theory&Tech，1998（46）:2438-2443.

[3]李高升,盧中昊,劉鋒,等.一種X波段波導縫隙天線的設計與仿真 [J].現(xiàn)代電子技術(shù)，2010（21）：5-8，12.LI Gao-sheng，LU Zhong-hao，LIU Feng，et al.Design and simulation of waveguide aperture antenna working in X-band[J].Modern Electronic Technique， 2010（21）：5-8，12

[4]鐘順時.微帶天線理論與應用[M].陜西:西安電子科技大學出版社，1991.

[5]林昌祿，陳海，吳為公.近代天線設計[M].北京：人民郵電出版社，1990.

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[7]Hao Z C，Hong W，Chen J X，et al.Single-layer substrate integrated waveguide directional couplers[J].Microwaves，Antennas and Propagation， IEE Proceedings，2006，153：426-431.