徐 壯 殷冠賢 徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程及自動化學院 哈爾濱 150001）

1 引言

隨著汽車電子系統(tǒng)容量的擴大，極限功率為3kW左右的傳統(tǒng)14V供電系統(tǒng)已經(jīng)逐漸過渡到42V系統(tǒng)，其中42V為整流器工作時的直流端電壓，蓄電池電壓為36V。而42V車用整流器在汽車行駛過程中將發(fā)電機所發(fā)出的變頻變幅的交流電變換為42V直流電。21世紀汽車的發(fā)展受到能源、環(huán)保和安全的三大挑戰(zhàn)。未來車輛對電能的需求和效率的要求使得設計適合的車用整合起動發(fā)電系統(tǒng)（ISA）顯得尤為必要。目前的解決方案離真正意義上的ISA還有一定的距離?？紤]到中國和世界巨大的市場，ISA的研發(fā)對中國的汽車產(chǎn)業(yè)將帶來相當大的益處。ISA系統(tǒng)（見圖 1）起動時由電動機帶動引擎，當達到預定轉速時，由引擎驅動汽車工作，此時電機工作在發(fā)電狀態(tài)，向蓄電池充電。只需要一臺電機和一套變流器就可以工作，而且滿足降低排放和減少燃油的消耗量，幾乎整個系統(tǒng)運行期間都能向蓄電池提供電能[1-3]。

圖1 車用整合起動發(fā)電系統(tǒng)結構示意圖Fig.1 The overall structure of the ISA system

傳統(tǒng)PWM整流器被廣泛采用于ISA系統(tǒng)，但有很多局限性：

（1）輸出AC電壓總小于直流母線電壓。某些場合，可用的直流母線電壓受限，需要加入DC-DC變換器。增加額外的變換裝置加大了系統(tǒng)費用，降低了效率。

（2）死區(qū)的加入導致輸出波形的畸變。在低速時會使系統(tǒng)不穩(wěn)定。

（3）可靠性來講，對 EMI噪聲可導致?lián)舸?，毀壞逆變器?/p>

42V PowerNet ISA系統(tǒng)[2]如果使用傳統(tǒng)的VSI拓撲會給系統(tǒng)帶來很大的能耗。如果不加入DC-DC變換器，ISA電機的尖峰相電壓將受限于 24V。如此低的定子端電壓要維持正常的起動轉矩，會導致ISA電機起動電流非常大。由于電力開關有飽和電壓降，較低的端電壓也會給系統(tǒng)的控制帶來問題，需要在算法上進行補償。

AC-DC矩陣變換器是由三相-三相矩陣變換器推演出的一種新型拓撲結構的變換器。文獻[4]在理論上對AC-DC新型拓撲結構進行了研究，在AC-AC調(diào)制算法的基礎上推導了AC-DC整流控制的算法，并做了仿真研究。文獻[5]在實驗室實現(xiàn)了小功率的AC-DC矩陣整流器，得到正弦輸入電流并與輸入電壓同相。但是，輸入電流波形不是理想正弦，調(diào)制策略中的開關序列模式尚待完善。為了解決AC-DC矩陣變換器中的電氣隔離問題，文獻[6]將高頻隔離變壓器引入到 AC-DC矩陣變換器設計中。其中隔離變壓器一次側對高頻干擾呈現(xiàn)很高的阻抗，而位于一次、二次繞組之間的金屬屏蔽層又阻隔了一、二次側所產(chǎn)生的分布電容。

本文的研究用于 42V PowerNet ISA系統(tǒng)的AC-DC矩陣變換器及其調(diào)制策略。與傳統(tǒng)PWM整流器相比，AC-DC矩陣變換器的特點如下：

（1）可以實現(xiàn)單位功率因數(shù)和真正的功率因數(shù)可調(diào)。

（2）將 ISA發(fā)出的變頻變幅的能量回饋蓄電池。

（3）直流側實現(xiàn)恒定電壓控制，低諧波輸入電流。

（4）結構緊湊，體積小，串聯(lián)的器件數(shù)目減少，故效率高，便于實現(xiàn)模塊化。

不具有作為直流儲能環(huán)節(jié)的電容，不需要預充電過程。在輸入電源瞬時斷電后重新供電時，變換器可以使負載迅速地恢復正常運行。

2 AC-DC矩陣變換器的拓撲和調(diào)制策略

AC-DC矩陣變換器由原先三相-三相變換[4]中的三相輸出減去其中一相變化而來。

2.1 調(diào)制策略

三相-三相矩陣變換器拓撲結構如圖2所示。

圖2 三相-三相矩陣變換器電路示意圖Fig.2 The AC-AC matrix converter

假設輸入和輸出頻率比開關頻率低得多，其數(shù)學模型表達如下：

輸出電壓

0＜dij＜1；i=A，B，C；j=a，b，c

式中 va，vb，vc——三相輸入電壓；

vA，vB，vC——三相輸出電壓；

ia，ib，ic——三相輸入電流；

iA，iB，iC——三相輸出電流；

dij——矩陣變換器開關占空比；

Vin，Vo——輸入輸出相電壓峰值；

ωin，ωo——輸入輸出信號角頻率；

θin，θo——輸入電流和輸出電壓初始角；

?o——輸出電流超前輸出電壓角度。

保持輸入電壓和輸出電流不變，在三相輸出電壓中混加輸入和輸出信號的三次諧波分量，從而獲得最大電壓傳輸比，此時輸出電壓為

AC-DC矩陣變換器由三相-三相矩陣變換器推導而來，選擇其中兩個輸出端作直流輸出端，這里選擇A、C兩相。其必須滿足以下條件：①滿足矩陣變換器原理；②輸出頻率為零；③輸出直流電壓等于相電壓最大值。則輸出電壓相角必須滿足αo=ωot +θo=π/6 ± kπ/2，k=0,1,2,…

令k=0，則 θo=π/6，由式（7）得

若僅輸入電壓的三次諧波分量作用時，B相中無負載電流輸出，可以斷開。如圖3所示。

圖3 從三相-三相矩陣變換器推演的AC-DC矩陣變換器Fig.3 The reduced AC-DC matrix rectifier

此時輸出電壓和電流分別為

圖4為AC-DC矩陣變換器主電路，在最優(yōu)AV控制策略中，AC-DC矩陣變換器各橋臂各時刻的占空比計算如下：

圖4 AC-DC矩陣變換器主電路Fig.4 The main circuit of the AC-DC matrix rectifier

式中 dpa(t)，dpb(t)，dpc(t)——正橋臂各時刻的占空比；

dna(t)，dnb(t)，dnc(t)——負橋臂各時刻的占空比；

M——給定調(diào)制比；

Vdc——輸出直流電壓；

Vil——輸入線電壓峰值。

系統(tǒng)輸出直流電壓 Vdc的中點電壓可以用最優(yōu)化AV法構造，如式（19）～式（20）所示。

式中 Idc——輸出直流電流。

式（19）表明系統(tǒng)所需要的輸出直流電壓可直接利用對稱三相交流電壓合成，從理論上來說，低頻調(diào)制合成的輸出直流電壓與電源頻率和電源阻抗無關。可知變頻交流電源作為 AC-DC整流器輸入端是可以的。

2.2 開關狀態(tài)分析

表1表明了某個開關周期內(nèi)矩陣開關狀態(tài)的變化。圖5顯示了表1狀態(tài)下時段2和時段9時開關狀態(tài)的簡略圖。終端脈沖電壓 vpn除了含有一個直流分量外，還有諧波分量，因此，這里使用雙向開關，構成的雙向流通路徑使得這些諧波分量得到了衰減。頻率fs設置為5kHz，這里采用簡單的LC低通濾波器，如圖 6所示，截止頻率為，應

表 某個開關周期內(nèi)矩陣開關狀態(tài)的變化Tab.The switching status in one sampling period

圖5 在表1狀態(tài)下時段2和時段9時開關狀態(tài)的結構圖Fig.5 The switching status in time-frame 2 and 9 in Table 1

2.3 輸出低通濾波器的分析

為了濾除開關器件通斷過程中產(chǎn)生的高次諧波，需要在終端輸出直流端加上低通濾波器，系統(tǒng)開關滿足 fc＜＜fs。

工程設計中，一般認為滿足

取L=1.41mH，C=220μF 。

圖6 低通濾波器在直流側的等效電路Fig.6 The equivalent circuit of the low-pass filter on DC side

3 安全換流策略

從理論上講，AC-DC矩陣變換器連接相同輸出相的任兩組矩陣開關若同時導通，則會導致三相輸入電源發(fā)生相間短路，容易造成不可估量的嚴重后果。若任一輸出相與輸入相斷路，即感性負載回路開路，則會產(chǎn)生很高的反向感應電動勢，容易造成開關器件擊穿。為了避免出現(xiàn)斷路和短路的情況，同一輸出相對應的三相開關器件要保證同一時刻只能有一相開通，三相開通的占空比之和為 1。實際工程實踐中，由于功率開關器件的個體差異，實現(xiàn)換流時開關器件同步通斷切換幾乎不可能，因此，普通開關器件換流時無法避免開關重疊或關斷死區(qū)，采用雙向開關器件成為了解決這些問題的關鍵。本文采用共發(fā)射極的雙向開關器件，四步換流的換流策略[7-9]，其換流的安全性離不開電量檢測精確性，目前已經(jīng)為矩陣變換器找到了多種換流方式，包含電量檢測、換流步數(shù)、換流時間、開關損耗、換流影響以及共模電壓[10-12]等等。本文提出的AC-DC矩陣變換器需在a、b、c三相中交替換流，以a換到b相換流為例論述。圖7分別為四步換流Idc＞0和Idc＜0時的開關驅動波形，其中a、b為兩相原始的驅動波形，其他為處理后的四步換流驅動波形。當Idc＞0時在換流第三步時換相成功，這是因為第二步過程中，uab＞0使得Sb負向開關寄生二極管處于反偏截止狀態(tài)，b相開關器件處于反向阻斷狀態(tài)。而Idc＜0時，第二步就換流成功，這是由于在第二步時，uab＜0使得Sa正向開關寄生二極管處于反偏截止狀態(tài)，a相開關器件處于反向阻斷狀態(tài)，從而b相負向開關器件順利開通。盡管這兩種換流情況稍微有所不同，但都能避免出現(xiàn)斷流或者短路的情況，實現(xiàn)了安全換流。

圖7 四步換流輸入輸出理想波形Fig.7 Four-step current commutation

根據(jù)以上換流原理設計出四步換流所需的CPLD邏輯電路圖，若“1”代表開關的觸發(fā)信號為高電平，“0”代表開關的觸發(fā)信號為低電平，以圖7為例，初始狀態(tài)為a相導通b相關斷，即1100。當某一時刻 a相驅動波變?yōu)榈碗娖?，b相驅動波變?yōu)楦唠娖綍r，開始四步換流，換向順序為1100，1000，1010，0010，0011。

4 仿真結果

從圖8的CPLD四步換流仿真結果中可以看出p點和 n點各自的三相驅動脈沖經(jīng)邏輯運算后都相互錯開，并且三相占空比和為 1，不會出現(xiàn)短路或斷流情況。利用Matlab/Simulink搭建仿真模型。仿真結果如圖9所示，輸出電壓約等于42V，穩(wěn)態(tài)誤差為 2%，輸入功率因數(shù)為 1，輸入相電壓峰值為46V左右，滿足實驗中的要求的輸入線電壓峰值為80V，調(diào)制比M=(4×42V)/(3×80V)=0.7，系統(tǒng)負載為10Ω電阻。

圖8 CPLD四步換流仿真結果Fig.8 Implementation of four-step current commutation using CPLD

圖9 仿真得到的濾波前后的輸出電壓、輸入相電壓和輸入相電流Fig.9 Simulated implementation of AC-DC converter using a matrix converter topology

5 實驗結果

圖10為實驗室 AC-DC變換器硬件平臺，主回路使用英飛凌公司生產(chǎn)的FF300R12KE3型IGBT。

圖10 AC-DC 矩陣變換器實驗平臺Fig.10 AC-DCmatrix converter prototype

圖11為開關Sna和Snc占空比對應的調(diào)制波形。圖12為采樣得到的sinωt波形和計算出來的角度，系統(tǒng)運行的穩(wěn)定性和采樣精度、角度計算的準確性是離不開的。

圖11 某一時間段開關Sna和Snc占空比對應的調(diào)制波形（標幺值）Fig.11 The modulation waveforms of Sna and Snc

圖12 采樣后算出的電壓相角和采樣得到的sin(ωt)Fig.12 Calculated voltage vector angle and sampled sin(ωt)

圖13a為四步換流成功的波形，其中四路波形從上到下分別為 Spa+、Spa-、Spb+和 Spb-。圖13b為某時刻B相到A相換流時驅動波形，關斷時驅動電壓為負壓，示波器探頭為×10檔，換流時間快慢取決于 IGBT關斷和開通時間，系統(tǒng)使用FF200R12KT3_E共發(fā)射極雙向開關IGBT，其開通關斷時間都為600μs左右，為留一些裕量，設置換流時鐘1MHz，在1～2ms內(nèi)換流成功，完全完成換流動作需要 4ms。從圖 14、圖 15可看出在未加輸出濾波器之前，輸出電壓為脈沖系列，示波器電壓探頭為×10檔，電流為100MV/A檔，峰值為輸入線電壓峰值80V，且在某些時刻可能達到負值；經(jīng)低通濾波器濾波之后，輸出電壓為直流，有少許紋波，但基本穩(wěn)定在42V。圖16為A相輸入電壓和電流，可以看出輸入功率因數(shù)為1。

圖13 電流正向和反向時B相到A相四步換流波形Fig.13 four-step current commutation between phase B and A,positive current and negative current

圖14 2ms掃描輸出電壓Fig.14 The un-filtered and filtered output voltages,2ms/div

圖15 100μs掃描輸出電壓Fig.15 The un-filtered and filtered output voltages,100μs/div

圖16 輸入相電壓和電流Fig.16 The input voltage and current

通過仿真實驗，本系統(tǒng)的特點體現(xiàn)如下：

（1）一般PWM整流器都是升壓整流，本系統(tǒng)實現(xiàn)了降壓整流，擴大了輸入范圍。

（2）應用四步換流策略，使得開關器件有50%的零電流關斷的幾率，減少了開關損耗，但對開關器件的開通和關斷時間要求更高些。

（3）換相時不存在斷路短路的情況，去除了死區(qū)時間，使諧波大大地減少。

（4）去除一般整流器直流母線大電容，省去了一般整流電路中Buck降壓電路，減少了系統(tǒng)體積，控制更靈活等，輸入功率因數(shù)為1。

從圖15可見輸出脈沖電壓有沖擊毛刺，可通過通斷抑制吸收電路、瞬變電壓抑制二極管解決[13]。

6 結論

由三相-三相矩陣變換器推演出 AC-DC矩陣變換器的拓撲結構和控制策略。

（1）實現(xiàn)了將變頻變幅的三相交流電整流成直流電，根據(jù)輸入的變化而隨時改變輸入輸出調(diào)制比使輸出直流電壓恒定。

（2）對AC-DC矩陣變換器的整流運行過程中雙向開關器件的開關狀態(tài)、輸出低通濾波器和開關導通時間的最大最小占空比等進行分析，得到了系統(tǒng)所需的參數(shù)。仿真和實驗結果驗證了本系統(tǒng)的有效性和正確性。

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